聲表面波免疫傳感器高頻檢測系統設計

李曉雨，殷嘉偉，石幸圓，劉玉琪，孫科學,2

(1.南京郵電大學 電子與光學工程學院,江蘇 南京 210023;2. 射頻集成與微組裝技術國家地方聯合工程實驗室, 江蘇 南京 210023)

0 引言

聲表面波(SAW)免疫傳感器屬于壓電傳感器，其基于壓電元件對質量敏感的性質，結合免疫反應的特異性，可用于快速定量檢測多種抗體或抗原[1-3]。免疫反應前、后聲波傳播路徑上的待測物理量的特性變化，可通過叉指換能器(IDT)轉變為晶體前、后振蕩頻率的變化。SAW信號頻率檢測，特別是高頻信號的檢測對傳感器系統至關重要。矢量網絡分析儀可對免疫傳感器電路中的網絡參數做出精確測量，但其體積較大且價格高，適用于實驗室科研測試。因此，有必要設計和研發低成本、小體積且實用的SAW免疫傳感器測量方法。

SAW傳感器的測量方法包括選頻法、諧振法及跟蹤法等。2013年，鄢芬等[4]提出了一種利用頻率掃描的SAW信號檢測法，其系統誤差約為1%。2015年，文常保等[5]提出了一種基于WIFI的無線SAW傳感器信號采集系統，但該系統僅能處理頻率在100 kHz的低頻傳感信號，且預估工作在高頻條件下系統誤差約2.6%。2018年，李濟同等[6]針對500 kHz的傳感信號，采用混頻檢測法，基于反饋原理設計了SAW振蕩檢測電路，但采用混頻方式增加系統功耗，檢測成本較高。同年，邵勐等[7]針對50 MHz的傳感信號設計了一類SAW調理電路，其采用諧振選頻方式，但電路品質因數(Q)值較大，穩定性較差。以上方法均不能滿足工作于高頻中心頻率的SAW免疫傳感器的檢測需求。

鎖相環(PLL)在檢測信號頻率方面具有獨特的優勢[8]，其工作頻率可達吉赫茲。2013年，張亦居等[9]設計了一種利用PLL的延遲線型SAW傳感器測試電路，測試頻點約500 MHz，但由于測試電路中阻抗不匹配等原因，測試電路存在一定誤差，文中未對頻率測量結果做對比分析。

本文在已有研究基礎上，利用包含直接數字式頻率合成器 (DDS)的PLL電路設計了一種工作于中心頻率160 MHz的SAW傳感器檢測系統，用于對免疫反應的定量檢測，并滿足對高頻、低功耗、低成本的檢測需求。檢測得到的信號頻率變化量可進而轉換為待測的物理、化學信息。該測量系統能處理高頻傳感信號，符合傳感器的高頻測量要求，對其應用領域的拓展具備一定意義。

1 檢測原理

圖1為雙通道型SAW免疫傳感器結構，其由測量、參考兩個通道構成。每個通道由SAW延遲線、增益放大器和生物敏感膜3部分組成[10-11]。在此免疫傳感器結構中，兩路通道同時受外界的影響，而僅在測量通道進行免疫反應檢測。這樣可補償由于環境、溫度等變化帶來的頻率漂移。

圖1 雙通道型SAW免疫傳感器結構

SAW免疫傳感器的工作原理為：當有微小的質量(如抗體或抗原)吸附在SAW波延遲線敏感區域表面上時，會致使傳播 SAW 媒質的某些物理量(如電導率、介電常數、勁度系數等)發生變化，因而使聲波的傳播速度和幅度發生變化，從而改變傳感器電路的振蕩頻率和插入損耗[11-12]，即

(1)

式中：Δf為相應的頻率變化量；k1,k2為與介質材料有關的常數；A為傳感器質量附著區域的面積；f0為SAW的中心頻率(受干擾前)；Δm為附著的質量。

由式(1)可看出，只要檢測出傳感器電路的頻率變化量，通過計算可得檢測的微小質量，實現對免疫反應的定量檢測。

2 系統設計

2.1 系統組成

檢測系統主要由DDS、鑒相器等模塊構成的PLL電路和其他信號處理電路組成。在檢測系統中，將SAW免疫傳感器嵌于檢測環路，DDS用于產生兩路高頻信號，其中一路信號用于傳感器檢測通道，另一路作為標準信號送入鑒相器；傳感器的輸出信號經功率補償電路后進入鑒相器，與標準信號比較得出調諧電壓；單片機驅動A/D模塊采集調諧電壓不斷刷新DDS的輸出信號頻率，當環路中的頻率差和相位差都趨于穩定時，DDS的輸出不再刷新，此時整個環路鎖定。而免疫反應將引起傳感器信號相位、幅度的改變，PLL調整DDS的輸出，再次跟蹤傳感器信號，使環路重新鎖定，通過檢測免疫反應前、后信號頻率變化量，即可完成對SAW免疫傳感器的檢測。

系統采用STM32F103RCT6型號單片機開發板，其用于驅動A/D模塊、調整DDS信號輸出和處理數據，并將結果傳輸至LCD屏幕顯示。圖2為本文SAW檢測系統組成。

圖2 SAW檢測系統組成

2.2 DDS模塊

該模塊選用ADI公司的AD9959作為主控芯片，外部搭配驅動電路和輸出級低通濾波器，圖3為DDS模塊工作原理。DDS通過編程數字頻率控制字以分頻系統時鐘，從而產生所需頻率[13]。AD9959擁有四通道頻率、相位、幅度可調輸出[14]，其最高500 MHz的更新速度、可達250 MHz的頻率輸出性能，適用于SAW免疫傳感器的高頻檢測，且其頻率調諧分辨率大于0.12 Hz，這為檢測系統的精度和靈敏度提供了保證。

圖3 DDS模塊工作原理

DDS模塊可代替傳統模擬鎖相環中的壓控振蕩器(VCO)產生信號。與VCO相比，其頻率響應快，頻率分辨率高，相位變化連續，相位噪聲和漂移低。AD9959的輸出頻率為

(2)

式中：fS為系統時鐘更新速率；Df為頻率數字調諧字；232為相位累加容量。

免疫反應檢測過程中，微控制器(MCU)采樣環路中調諧電壓的變化，通過不斷更改頻率調諧字，刷新DDS輸出頻率，使整個環路重新鎖定，達到跟蹤傳感器頻率的目的。

2.3 鑒相器模塊

鑒相器(又稱相位比較器)是鎖相環中很重要的部分。鑒相器鎖相原理如圖4所示。由圖可知，兩路輸入信號+IN和-IN進入鑒相器后收斂到相同頻率和相位，OUT信號即為鑒相器鎖定時輸出。

圖4 鑒相器鎖相原理

AD8302芯片可用于中頻、射頻的幅度相位檢測，其由2個60 dB增益寬帶對數檢波器、1個相位檢波器和輸出放大器組等共同構成[15-16]。AD8302以內部電平為基準，將輸入信號變換為對數形式；并配置內部增益寄存器，實現對微小信號檢測的目的，適合于免疫反應檢測對鑒相器的要求。

根據對數壓縮原理，AD8302可將大范圍輸出信號電平轉換為緊湊的分貝級輸出，即

VOUT=VSLPlog(VIN/VZ)

(3)

式中：VSLP為電壓斜率；VZ為電壓截距；VIN、VOUT分別為輸入、輸出信號。

AD8302基于該原理利用芯片內部的高精密寬帶對數解調器實現檢測兩路輸入信號(A、B兩路)的相位差與幅度差，其測量方程為

VMAG=VSLPlog(VIN A/VIN B)

(4)

VPHS=Vφ[Φ(VIN A)-Φ(VIN B)

(5)

式中：VMAG、VPHS分別為幅度比較輸出和相位比較輸出；Vφ為相位斜率；Φ(VIN A)、Φ(VIN B)分別為A、B兩通道的輸入信號相位；Φ為每個通道信號的相對相位度。

通過配置該芯片不同的外圍電路，可使其工作于測量、控制器、電平比較器等模式[16]。本文運用其測量模式，圖5為該模式下的電原理圖。

圖5 AD8302測量模式電原理圖

通過設置MSET和PSET引腳分別與VMAG、VPHS引腳相連接，可保證芯片的工作點位于默認響應曲線的斜率和中心點上[16]。此時相位測量為

VPHS=-RFIΦ(|Φ(VIN A-Φ(VIN B)|-

90°)+VCP)

(6)

式中：RFIΦ=10 mV/(°)為相位函數斜率；VCP=900 mV為0增益中心點，對應于90°的相位差,0°～180°的相位差對應0～1.8 V的電壓輸出擺動，與A/D轉換器的量程吻合，便于后續模塊的工作。

2.4 信號處理模塊

SAW免疫傳感器的插入損耗至少為25 dBm，在免疫反應進行的液體環境中甚至更大；同時DDS輸出幅度和功率較小，不適合直接送入鑒相器。為了提高標準信號功率，充分利用AD9959四通道輸出的優勢及保證檢測的高精度，設計了信號處理模塊。圖6為信號處理模塊工作原理。

圖6 信號處理模塊工作原理

THS3201是一款增益帶寬積達到1.8 GHz、低失真、高壓擺率的電流反饋型運算放大器芯片，其將DDS輸出的兩路差分信號轉為單端輸出給后級電路，保證了標準信號的功率；功率補償電路則選用美國Mini-Circuits公司的低噪聲放大器GAL-74芯片，其工作頻率可達1 GHz，在SAW免疫傳感器的中心工作頻率(約160 MHz)可提供19.2 dBm的功率補償和25.1 dB的幅度增益，且噪聲系數僅為2.7 dB。很適合于傳感器的前后級放大。

3 實驗設計與驗證

實驗驗證環節中，根據SAW免疫傳感器的中心工作頻率，設置掃頻范圍為155～165 MHz，并使用矢量網絡分析儀對同一免疫傳感器電路進行測試。部分測試數據如表1所示。對實測數據進行擬合得到的關系曲線如圖7所示。

表1 矢量網絡分析儀和本文方法頻率偏移

圖7 網絡分析儀和本文方法測量結果擬合曲線

由表1及圖7可知，當頻率掃描測試范圍為156～162 MHz時，即在SAW免疫傳感器中心工作頻率附近。本文方法的測量結果與網絡分析儀的結果基本一致，誤差小于1%。在實際工程應用中，我們只關心傳感器中心頻率附近的信號，因此，本文方法適用于SAW免疫傳感器的高頻檢測。

4 結束語

本文設計的基于PLL的SAW免疫傳感器高頻檢測系統可準確檢測頻率范圍為156～162 MHz的傳感信號，其檢測到的頻率變化量快速、準確地反應了免疫反應中微小質量的變化。測試數據表明，檢測系統在SAW免疫傳感器中心頻率附近最大測量誤差僅0.85%，精度較高。本文方法與通過網絡分析儀檢測方式相比，測量結果周期短，靈敏度高，檢測系統便攜，功耗小，成本低，適合于SAW免疫傳感器高頻檢測領域的工程實際需要。