S/X雙頻帶吸波實時可調的吸波器*

周仕浩 房欣宇 李猛猛 俞葉峰 陳如山

(南京理工大學電子工程與光電技術學院, 南京 210094)

1 引 言

頻率選擇表面(FSS)因其在天線罩、吸波器、電磁濾波器、人工電磁帶隙材料等方面的廣泛應用而引起人們極大的研究興趣[1?6]. 基于FSS的吸波器, 由于在雷達散射截面(RCS)縮減等[6?12]軍事應用方面的潛力, 獲得了極大的關注和發展.

為了實現多功能的FSS, 可重構的特性和技術得到了廣泛研究[13]. 獲得多功能可重構FSS主要有三種方法: 可重構FSS單元、可重構陣列、可重構單元與陣列的組合. 在許多工作中, 為了獲得可重構的FSS, 在單元中嵌入了PIN二極管等開關元件. 文獻[14]中, 通過切換二極管的偏置狀態來調節單元上的場分布, 可以獲得兩個相鄰的完全吸收點. 文獻[15]中, 介紹了一種可切換的反射器和吸波器結構, 通過一對偏置線調節嵌入的二極管開關狀態, 使得FSS具有反射和吸收的可重構特性.文獻[16]中, 介紹了一種L頻段的可重構極化不敏感FSS吸波器, 通過對周圍的四個PIN二極管進行“開/關”調控實現其可重構特性. 文獻[6]中,介紹了一種雙頻段極化不敏感的可重構FSS吸波器, 該吸波器的單元由嵌有PIN二極管的環型貼片和十字型貼片組成, 通過通斷二極管可獨立實現雙頻段的吸收. 文獻[17]中, 設計了一種工作在超高頻段(UHF)的可重構FSS吸波器, 通過控制偏置電壓可以調節吸波頻點的位置.

在可重構FSS陣列的設計中, 可以通過改變襯底的等效介電常數來設計FSS陣列[18,19]. 可重構陣列的設計還可以通過優化單元的狀態來實現,文獻[14]中的FSS使用了簡單的線型單元和交叉偶極單元, 單元中嵌入了相互連接的開關. 然后利用遺傳算法對FSS陣列的“開/關”狀態矩陣進行優化. 利用所提出的算法, 從數值計算上表明這些可重構的FSS可以達到目標頻率響應.

最近, 崔鐵軍院士團隊[20]提出了一種新型的數字編碼超表面, 它通過現場可編程門陣列(FPGA)對單元的“開/關”狀態進行編碼, 從而實時調控單元的 0 /π 反射相位, 實現超表面散射場的自由調控.對相位差為 π 的兩種單元, 進行棋盤型或者隨機排布[21], 實現反射波相消[22]或漫反射[23], 達到RCS縮減的目的. 然而, 這些單元是不可重構的, 低散射只能通過優化單元的排布獲得[22,23]. 最近, 文獻[24]中提出了一種可重構的相位梯度超表面, 單元包含三層諧振結構, 同層的每一排諧振結構共用偏置線, 控制每一層的偏置電壓獲得相位梯度, 從而設計出工作在4.4 GHz的低散射天線[25,26].

如文獻[6]中所述, 對于工作在多頻段的FSS陣列, 需要仔細設計FSS陣列的偏置網絡, 實現實時可切換工作狀態的單元和陣列. 文獻[27,28]提出了兩種反射陣天線, 天線單元加載了二極管, 由FPGA獨立控制二極管的“開/關”狀態, 通過1比特編碼陣面相位序列實現波束掃描. 而對于雙頻FSS吸波器, 由于單元結構復雜, 需要控制多個PIN二極管, 因此設計實時RCS可調控的偏置網絡具有一定的挑戰性.

本文提出了一種可重構單元與FSS陣列相結合的設計方法, 實現了一種雙頻帶RCS實時可調控的FSS吸波器. 對于可重構單元, 通過切換單元通斷狀態, 改變單元諧振頻率, 實現雙頻帶吸波狀態調控. 對于可重構FSS陣列, 引入了一種新型的偏置網絡, 可以獨立調控每個PIN二極管的“導通”與“截止”狀態, 實現陣面散射場的實時調控.利用遺傳算法優化FSS陣列上單元“導通”與“截止”編碼狀態矩陣, 以獲得所需要的散射場. 通過可編程的FPGA對狀態矩陣的控制, 實現吸波器雙頻帶散射場幅度的調控. 實驗結果表明, 陣列RCS在可實現S頻帶33dB、X頻帶26dB的范圍內編程調節. 這項工作對于RCS隱身和偽裝具有重要的意義.

2 基于 FSS 的吸波器設計

2.1 FSS單元設計

文中提出的雙頻可重構FSS單元的結構如圖1所示. 采用環形和彎曲的十字交叉偶極子組合來獲得雙頻帶的吸收特性. 在圓環上嵌入2個二極管, 在中間的交叉偶極子上嵌入4個二極管, 共有3個通孔與地面下的偏置網絡相連, 2個在圓環上,一個在彎曲的十字交叉偶極子中心. 隨著偏置電壓的變化, 6個二極管的導通與截止狀態會改變單元的諧振頻率. 為了減小通孔對諧振的影響, 設計時使通孔半徑最小, 并將偏置網絡放置在金屬底板下, 來降低偏置線對散射場的影響. 此外, 值得注意的是, 與每個單元連接的LED有兩方面的用途:首先LED可以指示單元上二極管的狀態, 使測試更容易[27], 其次閃爍的LED具有光學偽裝的潛力.

圖 1 可重構 FSS 單元 (a) 俯視圖; (b) 側視圖Fig. 1. Configuration of the dual-band reconfigurable FSS unit cell: (a) Top view; (b) side view.

如圖1(a)所示, FSS吸波單元的幾何參數為:a= 25 mm,r= 12.3 mm,w= 1.3 mm,g= 1.2 mm,d= 10.2 mm,c= 11.65 mm,l= 10.2 mm,m=8 mm,p= 1 mm,f= 2.5 mm,e= 5 mm. 介質基板選用的是FR4, 其介電常數為4.4, 及損耗角正切值 tand= 0.02, FSS 單元上層介質基板的厚度為3 mm, 下層偏置網絡介質基板的厚度為0.5 mm.選擇的PIN二極管型號為SMP1340-079 LF, PIN二極管的等效電路模型在其“導通”狀態時, 等效為RL串聯電路, 等效參數值L= 0.45 nH,R= 5 W(3—4 GHz),R= 8 W (10—11 GHz). 在其處于“截止”狀態時, 等效為LC串聯電路, 等效參數值L= 0.45 nH,C= 0.3 pF (3—4 GHz),C= 0.11 pF(10—11 GHz).

表1中列出了FSS吸波單元的狀態, 圓環和彎曲的十字交叉偶極子共有4種“導通”和“截止”狀態, 通過改變通孔1到通孔4的電壓來實現狀態的切換, 如圖1(b)所示, 所有通孔都連接到偏置線上. 通過切換單元狀態實現雙頻帶的可重構. 在本設計中, 可重構的FSS吸波器主要使用了3和4的狀態, 即圓環和彎曲的十字交叉偶極子上的PIN二極管只有同時“導通”和“截止”狀態. 對于單元中的圓環, 當二極管處于“導通”的狀態時, 是個閉合的圓環, 而處于“截止”狀態時, 圓環被分為4部分, 圓環的等效電感減小; 對于十字交叉偶極子, “導通”、“截止”狀態改變了交叉偶極子等效長度. 因此通過二級管工作狀態的組合, 來改變單元的雙頻帶諧振頻率. 圖2為垂直入射波作用下, 所提出的雙頻可重構單元的反射系數. 當PIN二極管均處于“截止”狀態時, 諧振頻率分別為3.9 GHz和10.6 GHz, 垂直入射平面電磁波將被完全吸收,當PIN二極管均處于“導通”狀態, 其諧振頻率分別移至 4.6 GHz 和 11 GHz, 在原有兩個頻點會呈現出全反射狀態. 圖 3(a), (b)為二極管全“截止”時 FSS單元表面電流分布情況, 圖3(c), (d)所示為二極管全“導通”時單元表面的電流分布. 可以看出當二極管處于全“截止”狀態時, 3.9 GHz 和10.6 GHz頻率下電流幅值較強, 對應著FSS吸波狀態響應; 當二極管處于全“導通”狀態時, 3.9 GHz和10.6 GHz頻率下電流幅值較弱, 對應著FSS反射狀態的響應. 如圖 4(a), (b)分別為 3.9 GHz 下 FSS單元全“導通”和全“截止”狀態下的RCS圖, 在主反射方向上相差 14 dB; 圖 4(c), (d)為 10.6 GHz下FSS單元兩種狀態的RCS圖, 在主反射方向上相差7 dB, 這表明當二極管處于全“截止”狀態時,單元在所設計的S與X頻帶具有很好的RCS縮減效果.

表 1 通孔 1, 2, 3, 4 的電壓變化, 可重新配置FSS的吸波器狀態Table 1. Reconfigurable FSS based absorber unit cell with the change of the voltage of via holes 1, 2,3, and 4.

圖 2 FSS 單元反射系數的仿真結果Fig. 2. Simulated reflection coefficients of the proposed dual-band reconfigurable FSS unit cell.

圖 3 單元二極管全“截止”狀態時表面電流分布 (a) 3.9 GHz, (b) 10.6 GHz; 單元二極管全“導通”狀態時表面電流分布(c) 3.9 GHz, (d) 10.6 GHzFig. 3. Surface currents distribution of the FSS unit cell with PIN diodes all at “off” states at (a) 3.9 GHz and (b) 10.6 GHz; surface currents distribution of the FSS unit cell with PIN diodes all at “on” states at (c) 3.9 GHz and (d) 10.6 GHz.

圖 4 單元的二極管全“截止”狀態時頻率為 (a) 3.9 GHz, (c) 10.6 GHz 的 RCS; 單元的二極管全“導通”狀態時頻率為(b) 3.9 GHz, (d) 10.6 GHz 的 RCSFig. 4. Simulated two-dimensional RCS of the FSS unit cell with PIN diodes all at “off” states at (a) 3.9 GHz and (c) 10.6 GHz;two-dimensional RCS when with PIN diodes all at “on” states at (b) 3.9 GHz and (d) 10.6 GHz.

2.2 可重構的FSS吸波器

利用2.1節中設計的FSS單元, 設計了規模為 20 × 10 的雙頻帶電可調 FSS 陣列. FSS 陣列的尺寸為 500 × 250 mm. 對于每個 FSS 單元, 嵌入6個PIN二極管可實現諧振頻率的可重構, 結果陣列總共使用了1200個PIN二極管和800個貼片電感, 其中貼片電感保證圓環和交叉偶極子間直流電流的導通, 如圖5(a)所示, 對于FSS陣列上面每個單元都可以通過FPGA進行編碼. 利用編碼可以獨立切換每個單元的PIN二極管導通與截止狀態, 實現單元吸波與反射的調控, 陣列的RCS大小可以通過編碼單元的工作狀態實時調控.

圖 5 RCS 實時可調的 FSS 吸波器 (a) 可重構 FSS 吸波器系統包括 FSS 吸波器, FPGA, 狀態編碼的 PIN 開關; (b) 偏置網絡Fig. 5. Reconfigurable FSS absorber with real-time coding RCS: (a) System of the reconfigurable FSS absorber including FSS absorber, programmable FPGA, and coding for the states of switchable PIN diodes, inset is a fabricated unit cell; (b) biasing network for PIN diodes embedded in the meander cross (MC) and angular ring (AR) of the unit cells.

偏置網絡的設計對于可重構的FSS吸波器是十分重要的[6,24], 通過偏置網絡可以控制每個單元上PIN二極管的偏置電壓, 保證每個單元的狀態都可獨立控制以實現RCS調控. 圖5(b)顯示了動態偽裝FSS陣列的偏置網絡. 如圖1(b)和圖5(b)所示, 對于每個FSS單元, 需獨立控制4個通孔的電壓, 才能實現單元不同狀態間的切換, 因此, 需要通過FPGA配合所設計的偏置網絡同時對800個通孔的電壓進行調控, 才能實現陣列上每個單元的獨立控制. 為了降低偏置網絡以及控制系統的復雜性, 將 4 個 74 LV4094 PW 8 位移位寄存器級聯成一個集成芯片, 來控制 8 個 FSS 單元. 這樣, 可以通過25個集成芯片和一個可編程FPGA來控制200個單元的狀態, 從而得到RCS電可調的FSS陣列,所提的調節過程將在下面進行詳細介紹. 此外, 連接到圓環的LED燈的狀態與FSS單元的PIN二極管處于全部截止狀態對應, 這將確保調試和測試過程更加直觀.

3 結果與討論

3.1 可重構FSS吸波器雙站RCS的仿真

對于FSS吸波器, 獲得期望的RCS大小, 可以通過優化陣列上單元的通斷狀態來實現. FSS陣列由M×N個大小相等, 周期為p的超表面單元組成, 當平面波垂直入射時, 散射場Etotal可以看作每個基本單元場的疊加[29]:

其中,Em,n(θ,φ) 為周期邊界條件下第 (m,n) 個單元的散射場,φ(m,n) 為單元的反射相位,D是單元的周期,φ和θ是球坐標系下的方位角與極化角,k為波數.

由散射場疊加公式可以看出, 通過將兩種不同狀態的FSS單元進行組合, 可以容易地預測出FSS陣列的散射場. 值得指出的是, PIN二極管處于全部截止狀態時的單元定義為“0”, PIN二極管處于全部導通狀態時的單元定義為“1”. 然后可以將整個FSS陣列通過二進制編碼矩陣表示為

利用遺傳算法對二進制編碼矩陣進行優化, 可得到目標的散射場[3,4]. 適應度函數定義為

Etarget(θ,?)是目標散射場,E(θ,?) 是由解析公式(1)式求得的散射場. 為了減少全波仿真的計算量,只對1/4的FSS陣列狀態進行優化, 利用對稱邊界條件可以有效地對整個FSS陣列進行仿真. 因此, 在優化過程中只考慮FSS吸波器上1/4的單元(共50個單元).

為了驗證FSS吸波器可通過陣列上編碼單元的狀態實現可重構RCS, 本設計對主反射方向(q=0°,j= 0°)的散射場進行了優化. 優化目標是主反射方向的雙站 RCS. 在 3.8 GHz 時, 來自主反射方向的 RCS 目標為 10dB, 5dB, 0dB, 而在 10.5 GHz時, 目標為 20dB, 15dB, 5dB. 陣面優化結果的頻點與單元吸收的頻點會有一些偏移, 這主要是因為計算單元是在理想的周期邊界條件下進行的, 而陣面中的單元不滿足這種條件. 從圖6和圖7可以看出, 采用全波仿真和解析公式(1)計算得到的FSS吸波器在優化后的雙站RCS, 特別是在主反射方向上有很好的一致性, 如圖8所示, 給出了優化陣面的RCS, RCS仿真結果與圖6和圖7中的計算結果一致, 陣面 RCS 在j= 0°和j= 90°均具有較好的對稱性. 仿真的RCS結果能夠較好地達到優化目標, 驗證了本文的優化過程的正確性.

3.2 測試結果與討論

圖 6 在 3.8 GHz 頻率下雙站 RCS 的全波仿真結果, 當優化 1/4 陣列的狀態矩陣時, 主反射方向 ( θ =0?,? =0?) 的 RCS 為 (a) 10dB,(b) 5dB, (c) 0dB, (d) 1/4 陣列的優化狀態Fig. 6. Full-wave and analytical method simulated bistatic RCS of the reconfigurable FSS absorber at 3.8 GHz. The RCS is manipulated to be (a) 10dB, (b) 5dB, and (c) 0dB at the main reflection direction ( θ =0?,? =0?) , when optimizing the states matrices as in (d) of the unit cells of a quarter of the screen.

圖 7 在10.5 GHz 頻率下雙站RCS 的全波仿真結果, 當優化 1/4 陣列的狀態矩陣時, 主反射方向 ( θ =0?,? =0?) 的RCS 為 (a) 20dB,(b) 15dB, (c) 10dB, (d) 1/4 陣列的優化狀態Fig. 7. Full-wave and analytical method simulated bistatic RCS of the reconfigurable FSS absorber at 10.5 GHz. The RCS is manipulated to be (a) 20dB (b) 15dB, and (c) 10dB at the main reflection direction ( θ =0?,? =0?) , when optimizing the states matrices as in (d) of the unit cells of a quarter of the screen.

20 × 10的FSS陣列樣件實物測試圖如圖9(a)所示, 收發喇叭天線與矢量網絡分析儀相連, 用來測量FSS吸波器的單站RCS. 如圖9(b)所示, 為了保證測試結果不失一般性, 選擇了FSS陣列呈全部截止狀態, 3/4的FSS陣列呈截止狀態, 1/2的FSS陣列呈截止狀態, 1/4的FSS陣列呈截止狀態, 以及FSS陣列呈全部導通狀態這五種排布方式進行測試. 在 2.9—3.7 GHz 和 9.7—11.1 GHz頻帶測量的單站RCS. 如圖10所示當所有的單元都處于“1”狀態時, 其最大反射性能與導體平面相似, 而隨著處于“0”狀態的單元數量的增加, RCS逐漸減小. 在 3.2 和 10.3 GHz 下, 通過 FPGA 控制導通/截斷兩種單元所占比例, 在3.2和10.3 GHz處, FSS陣列的單站RCS呈現一個動態浮動的狀態, 浮動范圍在分別在 33 dB 和 26 dB 左右.

圖 8 雙站 RCS 全波仿真結果. 當優化 1/4 陣列的狀態矩陣時, 主反射方向 ( θ =0?,? =0?) 的 RCS 在 3.8 GHz 頻率下為 (a) 10 dB,(b) 5 dB, (c) 0 dB; 在 10.5 GHz 頻率下為 (d) 20 dB, (e) 15 dB, (f) 10 dBFig. 8. Full-wave simulated two-dimensional RCS of the reconfigurable FSS absorber. The RCS from the main reflection direction(θ =0?,? =0?) is optimized to be (a) 10 dB, (b) 5 dB, and (c) 0 dB at 3.8 GHz; the RCS is optimized to be (d) 20 dB, (e) 15 dB,and (f) 10 dB at 10.5 GHz.

圖 9 雙頻可重構 FSS 波收器的測量 (a) 單站 RCS 的測量設置; (b) 圖 7 中測量的 FSS 陣列的 4 種狀態Fig. 9. Measurement of the proposed dual-band reconfigurable FSS absorber: (a) Measurement setup for the monostatic RCS;(b) four states of the FSS screen measured in Fig. 7.

圖 10 (a) 2.9—3.7 GHz, (b) 9.7—11.1 GHz 范圍內 FSS 吸波器單站 RCS 測量值, 可調節 RCS 范圍分別為 33dB 和 26dB.Fig. 10. Measured monostatic RCS of the FSS absorber within (a) 2.9 to 3.7 GHz and (b) 9.7 to 11.1 GHz, ranges of 33dB and 26dB tunable RCS are obtained.

表2列出了本文中的設計與其他論文中提出的FSS吸波器的性能比較. FSS陣列上所有的單元處于“0”的狀態 (3.2 和 10.3 GHz)和“1”的狀態(4.8 和 11.0 GHz), 吸收峰會有變化. 可重構 FSS吸波器可進一步通過優化狀態矩陣的單元狀態來實現更好的實時調控RCS. 文中提出的吸波器的厚度相對于其他工作中的要厚一些, 這是由于在FSS的金屬底板下外加偏置網絡所造成的.

表 2 與現有可重構基于FSS的吸波器的比較Table 2. Lists of the comparison with existing published reconfigurable FSS based absorber.

4 結 論

本文中, 提出了一種具有實時調控RCS功能的FSS吸波器. 設計了加載二極管的雙頻帶可調單元, 通過切換二極管工作狀態, 改變單元的諧振點, 實現雙頻帶吸波狀態調控. 通過優化FSS陣列上每個單元的狀態, 可以實時控制FSS吸波器的散射場. 在 3.2 GHz 和 10.3 GHz 下, 通過編碼 FSS陣列上單元的狀態, 實現了33dB和25dB變化范圍的單站RCS. 全波仿真和解析算法都證明了所提優化方法的有效性. 與其他文獻報道的FSS吸波器相比, 性能良好, 驗證了本設計的正確性.