基于扇形基片集成波導的三頻帶通濾波器設計

張 勝,劉 碩，謝振江

(中國礦業大學 信息與控制工程學院,江蘇 徐州 221116)

0 引言

隨著現代無線通信技術的發展，多頻帶通濾波器等微波器件發揮著日益重要的作用。基片集成波導(SIW)因具有低損耗、高品質因數、易集成等優點而廣泛應用于微波電路中[1-3]。因此，在SIW腔體中實現多頻是目前濾波器領域研究的重點。一般多頻SIW濾波器是通過多模耦合的方式來實現，原理、結構簡單但器件尺寸過大[4]。采用疊層結構可減小濾波器的平面尺寸，但設計效果不理想[5]。微擾技術可以改變諧振器的場分布與諧振頻率，被應用在多頻SIW濾波器設計中,但這種方法僅通過兩孔擾動，諧振器的諧振頻率改變幅度有限，使帶外抑制特性較差[6]。為兼顧濾波器通帶性能和頻率選擇性，在60°扇形基片集成波導諧振器(FSSIWR)中加載一排金屬通孔進行擾動，改變其諧振頻率。與傳統微擾技術不同，這種擾動方法會使諧振頻率向高頻大幅偏移，稱為強擾。在強擾方法的基礎上，利用60°FSSIWR設計了一款三頻帶通濾波器。通過分別刻蝕互補開口環諧振器(CSRRs)和加載源-負載耦合結構，在3個通帶外共產生9個傳輸零點(TZs)，提高了濾波器的帶外抑制特性[7-10]。該濾波器3個通帶的帶內回波損耗分別低于20.85 dB、20.29 dB、20.76 dB，最小插入損耗分別為2.01 dB、1.75 dB、1.69 dB，仿真結果與測試結果基本一致。

1 60°FSSIWR分析

圖1(a)為60°FSSIWR無擾動時的模型結構。采用的介質基片為Rogers RT/Duroid 6006(相對介電常數r=6.15，厚度h=0.635 mm，損耗角正切值tanδ=0.001 9)，諧振器的諧振頻率由邊長L決定。傳統的微擾結構如圖1(b)所示，在諧振器頂部與底部各加載一個金屬通孔，會使其諧振頻率向高頻小幅偏移，金屬通孔間距為L1。與圖1(b)不同，強擾結構是在諧振器中加載一排金屬通孔(見圖1(c)),該方法會使諧振器的諧振頻率偏移幅度更大。

圖1 60°FSSIWR模型結構

表1為微擾與強擾結構在不同L1時的諧振頻率(L=18 mm)。由表可知，兩種結構的TM110模頻率均隨著L1的減小而增大，但強擾結構的頻率變化幅度明顯大于微擾結構；TM210模頻率幾乎不隨L1變化，且兩種結構的TM210模諧振頻率相差不大。

表1 L1對諧振頻率的影響

圖2(a)為60°FSSIWR在本征模時的電場分布。TM120模的電場在圓圈標記處較弱，將信號源加在此處，該模式不被激勵，能有效抑制寄生通帶。為了與無擾動狀態區別，這里用TM′mnp表示受擾動后的模式(見圖2(b))。由圖2可知，TM210與TM′210模的電場均呈軸對稱分布，所以它們幾乎不受擾動影響。與此同時，TM′110與TM′120的電場受強擾動后，均發生較大改變。強擾動下TM′110與TM′120的諧振頻率隨著L1的減小向高頻處移動(見圖3)。其中，TM′110的頻率變化幅度較大，而TM′120的頻率變化幅度較平緩，TM′210模的諧振頻率則幾乎保持不變。

圖2 諧振器電場分布

圖3 不同L1參數對諧振器頻率的影響

2 濾波器設計

基于60°FSSIWR，設計了一款三頻帶通濾波器，如圖4所示。3個60°FSSIWR通過感性耦合窗直接級聯，并在2腔體中引入強擾動。改變感性耦合窗L2的大小，可以調節腔體間的耦合強度。

圖4 濾波器原理圖

圖5為電路拓撲結構。由圖可知，當信號源接入濾波器時，腔體1、3中的TM110模與腔體2中的TM′110模被激勵。腔體1、3中的TM110模頻率較低，它們耦合形成1個低頻通帶，即第一通帶。腔體2中的TM′110模受強擾動影響向高頻處偏移，形成一個較高頻的通帶，即第二通帶。TM′110的諧振頻率與L1有關，改變L1的大小可以使第二通帶實現可調。圖6表明L1只對第二通帶的中心頻率有影響，且L1越小，第二通帶的中心頻率越高。與此同時，腔體2中的TM′210模幾乎不受強擾動影響，該模式與腔體1、3中的TM210模相耦合，形成1個中心頻率最高的通帶，即第三通帶。I、O分別表示輸入和輸出端口。

圖5 電路拓撲結構

圖6 L1對濾波器通帶的影響

圖7 刻蝕兩對CSRRs前后的S21對比

為了在不改變濾波器原有尺寸的情況下提高帶外抑制性能，在其上表面刻蝕兩對CSRRs，如圖7(a)所示。利用CSRRs結構的帶阻特性，可以在通帶外產生TZ，如圖7(b)所示。由圖7(b)可知，由于CSRRs的作用，在一、二及二、三通帶之間各產生一個TZ。其中，TZ1由腔體1、3中的一對CSRRs產生，TZ2由腔體2中一對尺寸較小的CSRRs產生。

為了進一步提高濾波器的頻率選擇特性，在信號源與負載間引入耦合，如圖8(a)所示。源-負載耦合的引入使信號傳輸時多出一條路徑，從而使傳輸信號在某些頻率點的相位發生反轉，產生TZ。由圖8(b)可知，源-負載耦合結構共產生8個TZs，極大地改善了濾波器的帶外抑制性能。

圖8 引入源-負載耦合前后的S21對比

3 加工與測試

為使設計的濾波器3個通帶中心頻率分別在5.6 GHz、7.4 GHz、8.7 GHz時3 dB帶寬超過130 MHz、290 MHz和320 MHz，經過仿真與優化，最終確定濾波器結構如圖9所示，表2為其尺寸參數。

圖9 濾波器結構圖

表2 60°FSSIWR三頻帶通濾波器的尺寸

圖10為濾波器的加工與測試結果。3個通帶的中心頻率分別為5.61 GHz、7.41 GHz、8.77 GHz，最小帶內插入損耗分別為2.01 dB、1.75 dB、1.69 dB，帶內回波損耗均優于20 dB。3個通帶的相對帶寬分別為2.64%、4.02%和3.96%，達到設計要求。引入的CSRRs與源-負載耦合結構共產生9個TZs，極大地改善了濾波器的頻率選擇性。圖中TZ1、TZ2由刻蝕的CSRRs產生，其余均為源-負載耦合結構產生。受加工精度與測量誤差的影響，測試與仿真結果略有偏差，但在可接受范圍內，二者基本吻合。表3為本文設計的濾波器與其他已發表濾波器的性能比較。表中，λg1和λg2均為電長度。

圖10 濾波器仿真和測試結果

表3 本文濾波器與其他已發表濾波器的性能比較

由表3可知，本文設計的濾波器具有損耗小，結構緊湊及帶外抑制性能好等優點。

4 結束語

60°FSSIWR的電場分布具有特殊性，當加載一排金屬通孔進行擾動時，它的TM′110與TM′120模諧振頻率會向高頻處偏移，而TM′210模頻率幾乎保持不變。利用該擾動技術，設計并加工了一款60°FSSIWR三頻帶通濾波器。通過刻蝕CSRRs和引入源-負載耦合結構，濾波器的帶外抑制特性得到極大提高。該濾波器具有插入損耗小，結構緊湊及頻率選擇性高的特點，可被廣泛應用于微波電路中。