雙LCC 型諧振式無線電能傳輸技術研究

張海平

（貴州電子科技職業學院，貴州 貴陽 550025）

電能的無線傳輸是通過利用轉換裝置，將電能轉換為另一種形式的能量，這些能量在一定空間介質中傳播，再由特定接收裝置收集，把能量轉換為電能，從而實現了電能的非接觸式傳輸。 其中磁耦合諧振式無線電能傳輸(Magnetically-Coupled Resonant Wireless Power Transfer,MCR-WPT）系統傳輸距離適中，整體傳輸效率高，傳播過程中對周圍環境影響小，是目前最有應用潛力和研究價值的電能無線傳輸技術[1-2]。 本文對四種基礎諧振補償拓撲結構的補償特性進行了分析，以雙LCC 型MCR-WPT系統作為主要研究對象，分析了其輸出特性。

1 基礎諧振補償結構補償特性

MCR-WPT 系統原、 副邊線圈間往往存在一定距離，漏感較大，處于弱耦合狀態，高頻電源激勵下的線圈呈現感性阻抗，只是高頻電源功率因數較低，無功損耗大，為了提高系統整體傳輸性能，同時滿足MCR-WPT 系統的傳輸條件，需要在線圈兩端加入諧振補償結構，諧振補償結構與線圈構成諧振電路[3-4]。 根據諧振補償電容與發射線圈和接收線圈的連接方法和位置的不同，構成了串聯——串聯 （SS）、 串聯——并聯 （SP）、 并聯——串聯（PS）、并聯——并聯（PP）四種基礎諧振補償結構。

定義高頻電源的工作角頻率為ω，線圈間的耦合電感為M，用電負載為R，高頻電源的工作頻率等于副邊LS和CS的諧振頻率，即為了降低系統的無功消耗，就需要系統的輸入阻抗虛部為零，通過互感耦合模型和阻抗分析，得到了表1 原邊諧振補償電容計算公式。

表1 原邊諧振補償電容計算公式

通過表1 不難發現，以上的諧振補償結構中，只有SS型的原邊諧振補償電容不受線圈間耦合情況或負載變化的影響。

2 雙LCC 型MCR-WPT 系統建模

圖1 所示為雙LCC 型MCR-WPT 系統電路圖，其中Uin為高頻電源，M 是原、副邊線圈之間的耦合電感，系統等效負載為RL，原邊諧振補償結構由電容C1、電感L1和電容構成，副邊諧振補償結構由電容、電容C2和電感 L2構成，電感的寄生內阻分別為 R2、Rp、R1和Rs，RO為高頻電源等效內阻。

圖1 雙LCC 型MCR-WPT 系統電路圖

設系統高頻電源工作角頻率為ω，經過整理得系統的輸入阻抗為：

為了提高電能傳輸效率，降低系統在電感電容上的無功損耗，需對原邊與副邊的諧振補償結構進行的參數配置：令 ω1為原邊 L1和 C1的諧振角頻率，ω2為副邊 L2與C2的諧振角頻率，根據磁耦合諧振系統的傳輸條件及LCL 諧振結構的運行特點[5]，元器件參數關系如下：

系統電源等效內阻與電感寄生內阻較小可忽略不計，根據KVL 和KCL 可化簡得：

定義電流IL 和電源Uin 的比值為電流增益Gi，結合式（6）可得電流增益 Gi 為：

定義

把 L1=60μH，f=28.8kHz，L2=60μH，代入式（7）根據式（8）繪制了如圖2 所示電流增益曲線。

從圖中可以看出，雙LCC 型MCR-WPT 系統電流的輸出受線圈間耦合情況和負載RL 變化的影響，在兩線圈距離固定時，線圈間耦合系數一定，負載變化范圍較小時，流過負載的電流基本恒定，表現為恒流輸出特性。

圖2 電流增益曲線

3 實驗驗證

搭建的雙LCC 型MCR-WPT 無線電能傳輸系統，硬件實驗平臺的參數如下：

1） 原副邊線圈尺寸相同，自感值分別為 126μH、125μH；

3）線圈間傳輸距離變化范圍 50mm～150mm；

4）高頻電源由直流電源和高頻逆變器組成，工作頻率為28.8kHz。

4 實驗結果

圖3 所示為原、 副邊線圈平行且同軸時，雙LCC 型MCR-WPT 系統線圈間距離與用電負載變化時流過負載電流變化曲線，相同傳輸距離時，隨著負載的增大，流過負載的電流逐漸減小，印證了上一節對雙LCC 系統電流輸出特性的分析，雙LCC 型諧振拓撲結構在用電負載變化范圍較小時具有恒流輸出能力，負載變化范圍較大時，受副邊線圈寄生內阻的影響電流輸出很難保持恒定。

圖3 負載與線圈間距離變化時負載流過電流輸出曲線

5 總結

本文以雙LCC 型MCR-WPT 技術為研究對象，對不同諧振補償拓撲結構進行建模分析對比，得出了SP、PS、PP 三種諧振補償結構原邊諧振補償電容受負載和線圈間耦合情況變化的影響結論，并提出了一種針對雙LCC 型MCR-WPT 系統的參數配置方案，通過該參數配置方案，在線圈間傳輸距離固定的情況下，負載小范圍變化時流過負載電流相對穩定，表現出恒定電流輸出能力，降低副邊線圈內阻，可以有效提高雙LCC 型MCR-WPT 式無線充電系統的恒流輸出能力，且搭建了硬件實驗平臺，驗證了這一結論。