兼具有源電力濾波器功能的多功能并網(wǎng)逆變器控制

黃鵬， 戴威， 張瑩， 張敏霞， 文躍然， 馮建周

(1. 電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(燕山大學(xué)電氣工程學(xué)院)，河北 秦皇島 066004;2. 國網(wǎng)江蘇省電力有限公司電力科學(xué)研究院，江蘇 南京 211103；3. 中國人民大學(xué)勞動(dòng)人事學(xué)院，北京 100872)

0 引言

近年來，光伏裝機(jī)容量不斷上漲，光伏發(fā)電產(chǎn)業(yè)迅速崛起[1—3]。并網(wǎng)逆變器作為光伏系統(tǒng)并網(wǎng)的關(guān)鍵要素，實(shí)現(xiàn)其合理控制是實(shí)現(xiàn)電能高效安全應(yīng)用的基礎(chǔ)[4—6]。并網(wǎng)逆變器將微電源進(jìn)行逆變后接入電網(wǎng)，然而電力電子裝置在電力系統(tǒng)中大量使用，且用電負(fù)載中含有非線性、不平衡負(fù)載以及無功功率特性，所產(chǎn)生的諧波已經(jīng)嚴(yán)重危害到了電網(wǎng)的電能質(zhì)量。

為解決諧波污染問題，傳統(tǒng)思路是安裝諧波補(bǔ)償裝置或者對(duì)電力電子裝置本身進(jìn)行改造，使其不再產(chǎn)生諧波[7]。電力系統(tǒng)中最早使用無源電力濾波器(passive power filter，PPF)濾除電網(wǎng)中的諧波，但是PPF存在占地面積大、易形成諧振等缺點(diǎn)。目前，使用最廣泛的是有源電力濾波器(active power filter，APF)，特別是基于瞬時(shí)無功功率理論的諧波檢測方法的提出，使得APF引起了廣泛的重視，逐漸得到了國內(nèi)外大范圍的應(yīng)用和推廣[8]。

APF雖然有著良好的諧波抑制和無功補(bǔ)償性能，響應(yīng)速度快、補(bǔ)償靈活，但是微電網(wǎng)中的逆變器和APF有著相同的主電路結(jié)構(gòu)，單獨(dú)建立1組APF會(huì)增加系統(tǒng)成本[9]。當(dāng)系統(tǒng)規(guī)模較大時(shí)，高昂的投資成本和單一的功能決定了其難以長期更好地發(fā)展。文獻(xiàn)[10]提出不在系統(tǒng)中添加其他控制裝置，直接利用微電網(wǎng)現(xiàn)有的設(shè)備提高整體電能質(zhì)量，實(shí)現(xiàn)對(duì)微電網(wǎng)中重要節(jié)點(diǎn)的有效電能質(zhì)量控制。

文中電路濾波器采用LCL濾波器，文獻(xiàn)[11—13]中主要采用LC濾波器，2種濾波器在設(shè)計(jì)和電路控制策略中存在差異。目前，更多的并網(wǎng)逆變器采用LCL濾波器。文中采用QPR調(diào)節(jié)器進(jìn)行參考電流的反饋控制，文獻(xiàn)[14—16]主要進(jìn)行參考電流組成設(shè)計(jì)，采用PI控制、滯環(huán)控制或者PR、PIR控制。QPR與PR相比，對(duì)設(shè)定頻率跟蹤性能差異不大，但是在頻率波動(dòng)的實(shí)際電網(wǎng)環(huán)境下更加實(shí)用，適用性更強(qiáng)。文中將APF功能和傳統(tǒng)并網(wǎng)逆變器恒功率(PQ)控制方法相結(jié)合，形成兼具APF功能的多功能并網(wǎng)逆變器。因?yàn)榉植际桨l(fā)電系統(tǒng)的總裝機(jī)容量總是要大于額定容量，故可利用剩余容量檢測母線電流質(zhì)量并抑制諧波。

1 并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)

圖1為文中所研究的三相并網(wǎng)逆變器拓?fù)?，開關(guān)管選用全控型開關(guān)IGBT，編號(hào)分別為S1—S6。直流側(cè)電壓Vdc由可再生能源提供，逆變電路輸出端接LCL濾波器。

圖1 三相并網(wǎng)逆變器拓?fù)銯ig.1 Topology of three-phase grid-connected inverter

LCL濾波器相較于LC濾波器多了一個(gè)網(wǎng)側(cè)電感，該電感可對(duì)入網(wǎng)電流的瞬時(shí)沖擊電流起到抑制作用。同時(shí)，電容和網(wǎng)側(cè)電感對(duì)高頻諧波分別呈現(xiàn)出低阻和高阻特性，可實(shí)現(xiàn)良好的濾波效果[17]。LCL濾波器既包含LC濾波器的優(yōu)點(diǎn)，又比LC濾波器的結(jié)構(gòu)具有優(yōu)越性，擁有更好的諧波衰減特性。更重要的是，LCL濾波器對(duì)于兼具APF功能的并網(wǎng)逆變器而言，能夠同時(shí)兼顧通帶、阻帶性能，保證所需的補(bǔ)償帶寬，更有利于逆變器在較低的開關(guān)頻率下獲得高質(zhì)量的入網(wǎng)電流。

LCL濾波器的參數(shù)包括前級(jí)電感L1，后級(jí)電感L2和濾波電容C。另外，LCL濾波器還存在諧振峰問題，通常通過在電容支路串聯(lián)一個(gè)阻尼電阻來降低諧振峰，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性，因此還需要進(jìn)行阻尼電阻Rd的計(jì)算[18]。加入阻尼電阻的LCL濾波器結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 加入阻尼電阻的LCL濾波器結(jié)構(gòu)Fig.2 LCL filter structure with damping resistance

逆變器實(shí)現(xiàn)功率傳輸和諧波抑制功能所流過濾波器的均為低頻次電流，在此頻段LCL濾波器與L濾波器的濾波效果大致相同，因此可將LCL濾波器視作一個(gè)大電感LT，LT=L1+L2。電容支路暫且視為開路，先設(shè)計(jì)總電感量LT。

逆變器的輸出電壓Vo，電網(wǎng)電壓Vg以及入網(wǎng)電流Ig有如下關(guān)系：

(1)

式中：ω為基波角頻率。

當(dāng)逆變器實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)時(shí)，有θ=-180°，式(1)可改寫為：

(2)

當(dāng)采用雙極性SPWM調(diào)制時(shí)，逆變器的輸出電壓最大值為：

(3)

逆變器輸出電壓Vo必須滿足：

Vo≤Vomax

(4)

根據(jù)式(1)—式(4)可得總電感LT的最大值為：

(5)

式中：Vgm為電網(wǎng)電壓的幅值；Imax為相電流最大值的幅值。

根據(jù)電流紋波系數(shù)要求，可以得出總電感LT的最小值為：

(6)

式中：ΔImax為電感電流紋波值；fs為系統(tǒng)開關(guān)頻率。

根據(jù)濾波器對(duì)高次諧波的衰減比例來選定前后級(jí)電感L1和L2的大小，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，確定L1/L2=3。

當(dāng)濾波效果一定時(shí)，電容C越大則LT越小，即總電感量越小，可大大降低LCL濾波器的成本。但是濾波電容C越大產(chǎn)生的無功分量就越大，逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)功率因數(shù)會(huì)降低。電容產(chǎn)生的無功分量一般限制在系統(tǒng)額定容量的5%以內(nèi)，計(jì)算如下：

(7)

式中：Pn為系統(tǒng)有功功率；Vn為電網(wǎng)電壓有效值。

通常情況下，阻尼電阻Rd取濾波電容在諧振頻率處阻抗的1/3，計(jì)算如下：

(8)

式中：fres為LCL濾波器的諧振頻率。

根據(jù)上述設(shè)計(jì)原則，最終選擇的LCL濾波器參數(shù)為：L1=3 mH，L2=1 mH，濾波電容C=5 μF，阻尼電阻Rd=4 Ω。

2 控制策略設(shè)計(jì)

圖3 逆變器控制策略框圖Fig.3 Block diagram of inverter control strategy

文中APF功能是一直存在的，因?yàn)樨?fù)載側(cè)電流總會(huì)有或多或少的畸變，諧波抑制功能需要持續(xù)工作，且并不影響電路其他功能。為了完成APF功能，除了增加準(zhǔn)諧波控制器外還增加了諧波檢測功能，從而使系統(tǒng)不需要再增加其他器件來完成電能質(zhì)量控制。并聯(lián)支路采用電容電阻是為了抑制LCL諧振。多功能的含義是指并網(wǎng)逆變器從原來只負(fù)責(zé)完成功率輸出變?yōu)椴粌H負(fù)責(zé)功率輸出還要保證在非線性負(fù)載情況下并網(wǎng)電流的諧波抑制。新增功能依靠有源濾波器原理完成，在算法中實(shí)現(xiàn)。

2.1 恒功率控制

恒功率控制(PQ控制)策略適用于逆變器并網(wǎng)運(yùn)行模式，可實(shí)現(xiàn)逆變器最大功率跟蹤高效率并網(wǎng)，基本原理如圖4所示。其基本思想是給定有功功率和無功功率的參考值，通過控制器設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)逆變器的輸出功率跟蹤其參考值。即當(dāng)逆變器所處網(wǎng)絡(luò)的電壓和頻率發(fā)生變化時(shí)，逆變器輸出功率始終不變[19]。

圖4 PQ控制原理圖Fig.4 Schematic diagram of PQ control

從圖4可以看出，當(dāng)系統(tǒng)頻率f在[fmin,fmax]這一范圍內(nèi)變化時(shí)，逆變器輸出的有功功率保持恒定不變，仍為有功功率參考值Pref。同樣的，當(dāng)系統(tǒng)的電壓V在[Vmin,Vmax]這一范圍變化時(shí)，逆變器輸出的無功功率仍為無功功率參考值Qref。

2.2 諧波檢測方法

負(fù)載電流的諧波檢測方法源于經(jīng)典的三相電路瞬時(shí)無功功率理論，該理論提出后便得到國內(nèi)外學(xué)者廣泛關(guān)注，經(jīng)過不斷研究逐漸得到完善[20]。

圖5為基于瞬時(shí)無功功率理論的諧波檢測框圖，其步驟方法可以簡單描述為：將采樣得到的三相負(fù)載電流ioa，iob，ioc經(jīng)過三相坐標(biāo)到兩相坐標(biāo)的變換，變換到兩相正交的αβ坐標(biāo)系下得到iα，iβ，再將其變換到兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下，得到的是有功分量id和無功分量iq，再經(jīng)過低通濾波器(low-pass filter，LPF)分別得到其直流部分id0和iq0，即不含有諧波的基波部分。將id0和iq0經(jīng)過一系列的反變換得到只含有基波成分的三相電流iaf，ibf，icf，用三相采樣電流ioa，iob，ioc減去只含有基波成分的電流iaf，ibf，icf便可得到諧波電流iah，ibh，ich。

圖5 基于瞬時(shí)無功功率理論的諧波檢測框圖Fig.5 Harmonic detection block diagram based on instantaneous reactive power theory

圖中Vga為電網(wǎng)a相電壓，經(jīng)過鎖相環(huán)(phase locked loop，PLL)得到與a相電壓同頻同相的正弦信號(hào)sinωt和余弦信號(hào)cosωt。涉及到的坐標(biāo)變換公式如下：

(9)

(10)

(11)

2.3 多諧振控制器

通過瞬時(shí)功率計(jì)算公式可得到P與Q的表達(dá)式：

(12)

對(duì)上式進(jìn)行整理得到關(guān)于電流的表達(dá)式：

(13)

v1，v2表達(dá)式如下：

(14)

(15)

對(duì)于三相不控整流橋帶阻性負(fù)載的非線性負(fù)載，含有特定次的諧波，即6n±1(n=1，2，3，…)次諧波。并且各次諧波的含量與其次數(shù)成反比關(guān)系，因此文中對(duì)5、7、11及13次含量較高的低次諧波進(jìn)行重點(diǎn)補(bǔ)償，以降低入網(wǎng)電流的總諧波失真值(total harmonic distortion,THD)。由于理想的諧振控制器在諧振頻率處的增益無窮大，使得與諧振頻率具有相同頻率的正弦信號(hào)可實(shí)現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差控制。因此，采用多個(gè)諧振控制器并聯(lián)對(duì)特定次諧波進(jìn)行補(bǔ)償。諧振控制器的傳遞函數(shù)為：

(16)

式中：kR為積分系數(shù)；ω0為諧振頻率。

當(dāng)kR=1，ω0=100π rad/s時(shí)，可做出幅頻特性曲線如圖6所示。從圖中可以看出，在諧振頻率處的增益近似無窮大，在其他頻率處的衰減作用很強(qiáng)，增益近乎為0。因此，可以實(shí)現(xiàn)與諧振頻率同頻率的零穩(wěn)態(tài)誤差控制。

圖6 諧振控制器的幅頻特性Fig.6 Amplitude-frequency characteristics of resonant controller

在電流閉環(huán)調(diào)節(jié)部分，對(duì)基頻和5、7、11及13次諧波進(jìn)行相應(yīng)的補(bǔ)償，只需要添加相應(yīng)頻次的諧振調(diào)節(jié)器即可，不改變原有系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。同時(shí)為了提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，在諧振環(huán)節(jié)并聯(lián)一個(gè)比例系數(shù)kP，將各控制器進(jìn)行并聯(lián)形成多諧振調(diào)節(jié)器。

采用多諧振控制器分別實(shí)現(xiàn)采樣電流對(duì)不同頻次諧波電流的跟蹤，即諧振頻率為相應(yīng)的特定次頻率，以達(dá)到集PQ控制和諧波抑制于一體的控制效果。具體調(diào)節(jié)框圖如圖7所示。

圖7 閉環(huán)電流調(diào)節(jié)框圖Fig.7 Closed loop current regulation block diagram

多諧振控制器傳遞函數(shù)GPR(s)由兩部分組成，分別是基頻控制器傳遞函數(shù)G1(s)和倍頻控制器傳遞函數(shù)Gb(s)。表達(dá)式如下：

(17)

式中：kP為比例系數(shù)；kR，kR5，kR7，kR11，kR13分別為各次諧波傳遞函數(shù)對(duì)應(yīng)的諧振系數(shù)；ω0為諧振頻率，此處ω0=314 rad/s。

根據(jù)多諧振控制器傳遞函數(shù)GPR(s)做出幅頻特性Bode圖如圖8所示?？梢钥闯?，在相應(yīng)的特定次頻率處增益被放大，非特定次頻率處的增益近乎為0，符合控制要求。且各頻次相互間干擾極小，彼此獨(dú)立，各倍頻控制器可單獨(dú)設(shè)計(jì)。

由于理想的諧振控制器在實(shí)際應(yīng)用中很難實(shí)現(xiàn)，而且抗頻率的擾動(dòng)性能差。因此，在后續(xù)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證環(huán)節(jié)中，采用準(zhǔn)諧振控制器，其傳遞函數(shù)為：

(18)

式中：ωc為截止頻率。

隨著ωc的增加，控制器的帶寬會(huì)增大，為將其控制在一個(gè)盡可能小的范圍，同時(shí)不影響諧波信號(hào)的濾除效果，折中選擇ωc=5。

3 系統(tǒng)仿真與實(shí)驗(yàn)

3.1 仿真分析

利用Matlab/Simulink仿真軟件對(duì)兼具APF功能的多功能并網(wǎng)逆變器性能進(jìn)行驗(yàn)證。當(dāng)系統(tǒng)中帶有非線性負(fù)載運(yùn)行時(shí)，文中選用典型的三相不控整流橋帶阻性負(fù)載的非線性負(fù)載進(jìn)行研究，其負(fù)載電流中含有6n±1(n=1，2，3，…)次諧波，當(dāng)其接入系統(tǒng)后將使入網(wǎng)電流增加諧波分量。非線性負(fù)載電流波形與其諧波分布分別如圖9和圖10所示，各次諧波的有效值與諧波次數(shù)成反比。

圖9 非線性負(fù)載電流Fig.9 Nonlinear load current

圖10 非線性負(fù)載電流諧波分布Fig.10 Harmonic distribution of nonlinear load current

文中對(duì)含量高的低次諧波進(jìn)行重點(diǎn)補(bǔ)償，即5、7、11及13次諧波。設(shè)定系統(tǒng)起動(dòng)時(shí)工作在線性負(fù)載條件下，穩(wěn)定運(yùn)行至0.1 s時(shí)刻切換為非線性負(fù)載。電網(wǎng)電壓維持恒定，為逆變器提供電壓和頻率支撐。電網(wǎng)電壓波形如圖11所示。

圖11 電網(wǎng)電壓波形Fig.11 Power grid voltage waveform

圖12和圖13分別為入網(wǎng)電流波形以及并網(wǎng)逆變器輸出電流波形，可以看出當(dāng)負(fù)載切換為非線性負(fù)載時(shí)入網(wǎng)電流仍保持為質(zhì)量較好的正弦波，低次諧波得到較好的補(bǔ)償，THD值大大降低。逆變器輸出電流中含有相應(yīng)的特定次諧波電流做補(bǔ)償，且輸出電流幅值保持恒定，即保證輸出功率恒定不變。圖14為入網(wǎng)電流FFT分析，THD值低于5%，符合運(yùn)行要求。圖15為增加算法前后入網(wǎng)電流波形對(duì)比。

圖12 入網(wǎng)電流波形Fig.12 Waveform of incoming current

圖13 并網(wǎng)逆變器輸出電流波形Fig.13 Output current waveform of grid-connected inverter

圖14 入網(wǎng)電流FFT分析Fig.14 FFT analysis of incoming current

圖15 增加算法前后入網(wǎng)電流波形對(duì)比Fig.15 Comparison of current waveforms before and after adding algorithm

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

搭建了三相并網(wǎng)逆變器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)兼具APF功能的多功能并網(wǎng)逆變器性能進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1所示，設(shè)計(jì)原理如圖16所示。

表1 系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)參數(shù)Table 1 System experimental parameters

圖16 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)原理Fig.16 Experimental design principle

逆變器主電路采用二極管箝位型三電平逆變電路結(jié)構(gòu)，根據(jù)設(shè)計(jì)要求，系統(tǒng)輸出功率定為5 kW，直流側(cè)電源電壓為700 V，開關(guān)頻率為20 kHz。綜合考慮，主電路開關(guān)管選擇SGL160N60型號(hào)的IGBT，其額定耐壓LT，額定電流LT=L1+L2。LCL濾波器參數(shù)：前級(jí)電感為4 mH，網(wǎng)側(cè)電感為1 mH，濾波電容為20LT，阻尼電阻為5Vo。

A相電網(wǎng)電壓及鎖相實(shí)驗(yàn)波形如圖17所示。正弦波為A相電網(wǎng)電壓，三角波為鎖相環(huán)輸出弧度。從圖17可以看出，逆變器能較好地鎖住電網(wǎng)電壓相位，驗(yàn)證了逆變器鎖相環(huán)的有效性。

圖17 電網(wǎng)電壓及鎖相實(shí)驗(yàn)波形Fig.17 Voltage and phase-locked experimental waveform of power network

圖18 并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)電壓電流波形Fig.18 Voltage and current waveforms during grid-connected operation

圖18為并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)的電網(wǎng)電壓、逆變器輸出電壓以及入網(wǎng)電流波形。系統(tǒng)帶阻性負(fù)載運(yùn)行，運(yùn)行中逆變器輸出電壓和電網(wǎng)電壓近乎完全相等，逆變器輸出電壓能夠較好地跟隨電網(wǎng)電壓，實(shí)現(xiàn)了電壓同步運(yùn)行。同時(shí)，入網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相。

圖19為逆變器帶非線性負(fù)載運(yùn)行時(shí)的并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)波形。當(dāng)逆變器系統(tǒng)的負(fù)載為三相不控整流橋帶阻性負(fù)載的非線性負(fù)載時(shí)，非線性負(fù)載電流表現(xiàn)出嚴(yán)重的畸變性，絕對(duì)不允許流入電網(wǎng)。

圖19 逆變器帶非線性負(fù)載并網(wǎng)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)波形Fig.19 Experimental waveform of inverter operation with nonlinear load

在并網(wǎng)逆變器控制策略的設(shè)計(jì)中加入了APF功能，補(bǔ)償非線性負(fù)載電流中的5次和7次諧波。并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，電網(wǎng)為逆變器提供穩(wěn)定的電壓支撐，逆變器輸出電流波形含有相應(yīng)的補(bǔ)償電流分量，使入網(wǎng)電流不再嚴(yán)重畸變而是接近正弦波的電流波形，驗(yàn)證了諧波抑制控制策略的可行性。

圖20為逆變器并網(wǎng)運(yùn)行切入非線性負(fù)載的實(shí)驗(yàn)波形。逆變器系統(tǒng)運(yùn)行初期不帶負(fù)載運(yùn)行，并網(wǎng)后入網(wǎng)電流波形良好，入網(wǎng)電流即等于逆變器輸出電流。在T時(shí)刻切入非線性負(fù)載，由圖20可以看出，諧波抑制效果明顯，入網(wǎng)電流依舊保持為正弦波。電流中含少量低次諧波成分，是因?yàn)槲闹袃H對(duì)低次諧波中的5、7次諧波做了重點(diǎn)補(bǔ)償以此來觀察控制效果。

圖20 逆變器帶非線性負(fù)載并網(wǎng)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)波形Fig.20 Experimental waveform of inverter operation with nonlinear load

文中諧波電流與入網(wǎng)電路之和是逆變器輸出電流，所以為保證入網(wǎng)電流的質(zhì)量，逆變器輸出電流會(huì)含有相應(yīng)諧波。如果不增加文中所提的策略，逆變器輸出電流不變，但是入網(wǎng)電流會(huì)增加負(fù)載諧波，進(jìn)而發(fā)生畸變。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果較好地驗(yàn)證了兼具APF功能的多功能并網(wǎng)逆變器的控制策略的正確性以及可行性，與文中所進(jìn)行的理論分析、仿真分析結(jié)果一致。

4 結(jié)語

實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定運(yùn)行，優(yōu)質(zhì)供電是當(dāng)前新能源發(fā)電的基本要求。文中對(duì)并網(wǎng)逆變器的功能進(jìn)行了設(shè)計(jì)，使其兼具APF的諧波抑制功能，形成一機(jī)多用的增強(qiáng)型控制策略。該控制策略利用逆變器與APF在電路結(jié)構(gòu)上的一致性，將PQ控制與APF功能進(jìn)行整合，既實(shí)現(xiàn)了功率傳輸，又達(dá)到了補(bǔ)償?shù)痛沃C波的作用，實(shí)現(xiàn)逆變器的多功能應(yīng)用。文中并網(wǎng)逆變器采用LCL濾波器，選用QPR調(diào)節(jié)器進(jìn)行參考電流的反饋控制，使得系統(tǒng)本身更適用于有背景諧波的實(shí)際電網(wǎng)，在完成諧波抑制的同時(shí)提高了系統(tǒng)運(yùn)行能力，為可再生能源的工程設(shè)計(jì)及應(yīng)用提供有益參考。

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