某型國外引進毫米波雷達本振系統的改進方法?

（海軍702廠 上海 200434）

1 引言

某型國外引進毫米波雷達隨著服役年限的增加，目標回波弱導致不能對目標進行跟蹤，成為該雷達常見故障。根據故障規律統計，該雷達因工作頻率高、帶寬寬，而磁控管和反射式速調管頻率穩定度差，自動頻率控制系統設計缺陷，導致接收機不能保持穩定的額定中頻，接收機增益和靈敏度下降，嚴重時接收不到回波信號。

2 工作原理

該接收機為雙通道接收機，一路下變頻用來頻率自動跟蹤，將發射機耦合信號與本振信號混頻，下變頻后進行鑒頻，輸出頻率誤差信控制速調管反射極電壓，最終自頻控系統中的速調管產生與發射頻率頻差為額定中頻的本振信號，具體原理框圖如圖1所示。

圖1 接收前端功能框圖

接收裝置自動頻率控制的工作過程：磁控管產生的高功率信號從波束形成電路的定向分流器經耦合器耦合出部分能量，經混頻器混頻后（自頻控混頻器和接收機混頻器均為平衡混頻器，混頻器由肖特基二極管構成），信號經中頻放大器放大，輸入到帶諧振回路的鑒頻器中。鑒頻器輸出信號的振幅和極性，取決于磁控管和速調管頻率的相對失諧。鑒頻器的輸出信號經過電子管視頻放大器放大，并被峰值檢波器變換成電壓送到調整管，電子調整管在搜索和放大兩種狀態下工作。當沒有發射信號輸入時，調整管工作在搜索狀態，陽極電壓按鋸齒形變化。當峰值檢波器輸出電壓時，陽極電壓為峰值檢波器輸出端電壓，陽極電壓經高壓插頭進入到速調管的反射極。自動頻率控制部件通過改變速調管反射極上的電壓來控制速調管頻率（本振頻率），使回波信號頻率與自頻控通道輸出頻率值之差頻接近于額定中頻值。

3 主要問題

1）設計問題：接收機采用平行混頻器、晶體混頻、電子管中放電路、視頻檢波電路，對目標回波進行接收；采用速調管、平衡混頻器、電子管構成頻率自動搜索和跟蹤系統，技術落后，系統元器件多，電路結構分散，很難做到系統的高可靠性。

2）技術問題：該雷達工作在Ka波段，由于其磁控管頻率參數離散性較大，同一型號的磁控管，頻率漂移有時能達到幾百MHz。要求速調管要在幾百MHz頻率范圍內都能進行搜索和跟蹤，對接收機頻率自動跟蹤系統提出了很高的要求。一旦自頻調系統不能跟蹤發射機的頻率，雷達接收機就不能收到目標回波，因此系統的失效率也相應變高。

3）其他問題：該雷達接收機自動頻率控制系統，使用電子管和速調管一類的真空器件，工作電壓高，功耗大，器件老化嚴重，另外，收發機前端安裝在艙外天線內，由于工作環境惡劣，真空器件的工作穩定性受環境因素的影響較大。

4 改進措施

通過對國內外相關毫米波雷達技術的研究，結合該雷達具體工作原理及主要故障原因的分析，改進性修理的主要措施是對接收機前端核心部分本振系統的改進，利用國內技術研制接收機自適應本振源替代原雷達本振系統。替換原理示意如圖1中，顏色虛線圈中部分。

將速調管為核心的自頻控系統改為固態自適應本振，可提高本振精度和可操控性，避免出現本振失控，保證雷達接收機的中頻頻率穩定；將原自頻控部件手動頻率搜索和跟蹤方式改為全頻段自動搜索和跟蹤，實現自動頻率控制（AFC）系統的免調試，無論是在使用中還是更換磁控管后均不需調整AFC系統，提高了接收系統的穩定性。將放電管部分電路替換為限幅器及低噪聲高頻放大器，保證了小信號的發現能力，提高接收系統靈敏度。替換本振、自頻控及前中放后，簡化了接收機前端機柜接口，不再需要系統中的高壓供電電源，提高了穩定性的同時，保證了系統運行安全。

5 自適應本振源系統的技術設計

通過充分論證，自適應本振源采用了數字瞬間測頻技術和數字引導綜合頻率源技術來實現本振信號的自適應產生，由接收下變頻模塊、瞬時測頻接收機、頻率源模塊和倍頻模塊組成。系統能夠測出發射信號的載波頻率，然后快速產生相應的接收本振信號。自適應本振源系統框圖如圖2所示。

圖2 自適應本振源系統框圖

從發射機耦合出來的信號送至自適應本振源系統，頻率為f1，功率為-25dBm～5dBm，由于f1頻率過高，直接測頻難度大，需要對其先進行下變頻。為此，將該信號輸至接收下變頻模塊；下變頻模塊將f1與頻率源模塊內部產生的fo固定點頻信號進行混頻，輸出帶有發射頻率信息、頻率為f1-fo的頻率信號，加給瞬時測頻接收機；瞬時測頻接收機在脈內完成對載波頻率的測量，并以頻率代碼的方式將頻率數據輸出，加給頻率源模塊；頻率源模塊在頻率碼的引導下，產生1/2(f1+fio）的連續波信號（fio為額定中頻），并將該連續波信號輸到倍頻器。倍頻器對頻率源輸來的連續波信號1/2(f1+fio）進行兩倍頻，得到雷達接收機所需的f1+fio的本振信號。由于本振信號是根據帶有發射頻率信息的頻率碼產生，從而實現接收機本振信號的自適應。

6 自適應本振源系統的部分指標分析

1）輸出本振頻率精度

輸出本振頻率精度取決于瞬時測頻的測頻精度和頻率源模塊的輸出頻率精度，瞬時測頻接收機由前端模塊、數據處理、4個通道延遲線及溫控探頭等組成。其原理的組成框圖如圖3所示。

圖3 瞬時測頻接收機功能框圖

前端模塊將射頻信號放大、濾波、均衡，功分為八路射頻信號，混頻器采用Marki microwave的IQ0618LXT，其中四路為IQ0618LXT的LO端信號，另四路為IQ0618LXT的RF端信號。經四個IQ0618LXT正交解調，輸出八路IQ視頻信號。數據處理原理為AD采樣后對四個通道進行鑒相、溫度校正、1∶4∶16∶64校碼及拼接后，產生13位頻率碼和相關狀態碼。按照IQ0618實測相位精度為3°（R.M.S），通過計算相位與第四通道帶寬對應關系，可得測頻精度：

頻率源模塊的輸出頻率精度，頻碼所代表的頻率分辨率、DDS的置頻精度、參考源的頻率精度以及鎖相環本身的置頻精度有關系，經過計算，頻率源模塊的輸出頻率精度主要取決頻碼所代表的頻率分辨率，頻碼所代表的頻率分辨率與測頻模塊的頻率分辨率一致，根據一通道對應不模糊帶寬為2.048GHz計算，對應的13位頻率碼的頻率分辨率為

輸出本振頻率精度最終約為

由此可得

根據不同本振誤差的概率與能量損失及探測威力的關系（見表1），滿足指標要求（σ按0.3MHz計）。

表1 本振頻率誤差概率與能量損失及探測威力的關系表

2）置頻響應時間

總的置頻響應時間包括瞬時測頻接收機的響應時間和頻綜模塊的置頻響應時間。測頻接收機的響應時間是四通道電纜延時（20ns）、AD采樣時間（50ns）和處理時間（180ns）之和（250ns），不大于260ns。處理包括模式產生、四個通道鑒相、四個通道溫度校準、四個通道校碼與拼接。

頻綜體制的核心部分是DDS。其置頻響應時間取決于FPGA運算處理時間和DDS的DA輸出延時時間。FPGA運算處理時間小于130ns，DA輸出延時時間是100ns。所以，置頻響應時間在240ns以內。總的置頻響應時間

按1μs來分析，這段時間內輸出信號的頻率和輸入頻率尚未建立跟蹤關系，那么，1μs意味著在150m的雷達探測范圍內，如果接收本振與發射信號存在較大對應偏差，將會導致這150m范圍是雷達探測盲區。所以，雷達探測盲區小于150m，能夠滿足指標要求。

7 結語

通過采用瞬間測頻技術、綜合頻率源技術研制自適應本振源，進行改進型修理，能保證接收機本振以極短的時間內對有著很寬頻率變化范圍的發射載波進行跟蹤，從而避免原來的自頻控系統由于跟蹤頻帶窄而造成的失鎖跑偏的問題，從根本上解決了原接收機本振系統技術水平落后、故障率高、維修難度大等問題，提高了裝備的穩定性、可靠性和維修性。