一種Si CMOS的Ka波段毫米波功率放大器

陶 李，田 彤

(1.中國科學院 上海微系統與信息技術研究所，上海 200050；2.中國科學院大學，北京 100049)

毫米波功率放大器(MilliMeter wave Power Amplifier，MM-wave PA)作為毫米波收發機系統的關鍵組件，廣泛地應用于所有的毫米波收發系統中。最近十年來，得益于Si CMOS工藝制程的技術水平不斷提升，相關硅基有源器件的截止頻率及其在毫米波頻段的頻率響應等性能得到了顯著改善。相應地，毫米波功率放大器的研究也得到了極大的推動和發展。由于晶體管本身的增益限制和襯底損耗等原因，Si CMOS功率放大器的功耗問題一直備受詬病，如何獲得理想的大功率輸出是個非常嚴峻的挑戰。而且隨著工藝節點的不斷降低，晶體管的標準工作電壓也隨之降低。因此在較低的工作電壓下，通過合理的設計來獲得較高的工作電流，且承受較大的漏極電壓擺幅，以實現大功率輸出是非常有挑戰的目標。

1 功率放大器電路設計

1.1 中和電容與穩定性

功率放大器的基本功能是放大交流功率，其前提是不發生振蕩，也就是在晶體管的截止頻率范圍以內絕對穩定。晶體管柵極寄生電容等寄生參數以及嚴重失配的阻抗匹配網絡都可能導致功率放大器的反向隔離效果變差，最終導致形成正反饋通道，引發振蕩。

如圖1所示，共源差分對中由柵極和漏極之間的寄生電容CGD引入了一個與信號傳輸方向相反的通路，降低了反向隔離度，進而影響功率放大器的穩定性[1]；此外如果晶體管的柵極和源極之間的寄生電阻rG，P或者晶體管導通電阻ro較大，都會降低穩定性系數K變小，從而影響功率放大器的穩定性。為了增強功率放大器的穩定性，可以在共源差分對的漏端引入中和電容CN來增加其差分穩定性[2-3]。對圖1所示的共源放大器的小信號等效電路，基于K-Δ條件的功率放大器穩定性條件可推導出[4]：

圖1 差分對放大單元引入中和電容后的小信號等效電路

(1)

中和電容的作用是消除CGD引入的反向耦合通道，增加反向隔離度。中和電容可以等效為一個并聯在柵漏寄生電容上的負的電容。圖2顯示了在帶有中和電容的共源極差分對中，當中和電容變化時，電路的穩定性系數K值的變化趨勢。當中和電容的容值與柵漏寄生電容相等時[5-6]，電路穩定性最好。

圖2 中和電容值與穩定性系數的關系示意圖

此外，由于中和電容對柵漏寄生電容的抵消作用，還可以一定程度提高功率級的輸入阻抗。對于功率放大器，其功率級的晶體管數量很大，導致功率級的輸入阻抗大幅降低。因此引入中和電容的另一個好處是，提高后級放大器的輸入阻抗，強化前級放大器的驅動能力。

1.2共源共柵差分對放大單元

針對低電壓高功率的設計難點，文中設計的毫米波功率放大器的放大單元將采用共源共柵差分對結構。功率放大器作為典型的大信號電路，其晶體管漏極電壓擺幅最高可以達到直流偏置電壓的兩倍。長時間工作在這樣的電壓擺幅條件下，對于低壓的Si CMOS工藝，存在器件壽命和可靠性的風險。共源共柵結構采用了堆疊的晶體管，因而能夠承受更高的電壓擺幅。此外，在相同的直流工作電流條件下，共源共柵結構可以獲得比共源結構高出2 dB左右的功率輸出。為了獲得更高的效率，并折衷考慮功率增益，電路將被設置為Class AB類工作狀態。理論上當功率單元被過驅動時，其效率最高可達71%[7]。最終得到的電路結構如圖3所示。

通過負載牽引方法可以得到功率放大器的驅動級(Driver)和功率級(Power)的最佳負載阻抗Ropt[8]，相關參數在圖3中列出。

圖3 功率放大器放大單元電路圖

1.3 阻抗匹配網絡設計

基于Si CMOS工藝制作的片上變壓器，具有隔離直流、阻抗變換、電壓電流變換的功能。也常用于不同電路模塊間的合功與分功和用作片上單端-雙端或雙端-單端轉換[9]。由于其成本低、集成度高的特點，片上變壓器廣泛地應用于射頻集成電路中[10]。因為它們簡化了布線，布局更為緊湊，降低了互連線的損耗[11]。與諧振LC阻抗變換網絡相比，變壓器具有更好的功率傳輸效率[12]。為了更準確地反映變壓器的相關性能指標，一種高度簡潔的面向設計的變壓器模型[13]，如圖4所示，被廣泛采用。

圖4 面向設計的變壓器模型

圖4中，Lep為等效的第1級線圈電感，Les為等效的第2級線圈電感。Ne為變壓器的有效匝數比，Rp和Rs分別用以等效一級線圈和二級線圈的寄生電阻，模擬兩級線圈的自身損耗和Q值。這些參數之間的關系可表示為

Lep=Lp，

(2)

(3)

(4)

這個模型的優勢在于，用最少的器件對變壓器的一級線圈和二級線圈的感值進行了等效。其中Lep與Lp是完全等效互易的。等效后的二級線圈感值Les包含了變壓器兩級線圈互相耦合引入的感值變化。寄生電阻Rp和Rs引入的損耗則可以體現為線圈Q值對于阻抗變換的影響。區別于其他對變壓器的分析多關注阻抗的實部變換的情況，這個簡潔的等效模型可以定量分析變壓器線圈感值在阻抗匹配時的作用。

結合圖4所示的變壓器模型，可以得到所需的變壓器各級線圈感值參數。通過電磁仿真建模，可以得到如圖5所示的用于阻抗匹配和單-雙端及雙-單端信號轉換的阻抗匹配網絡。

圖5 用于阻抗匹配的變壓器

2 測試結果與分析

2.1 測試環境與測試方法

筆者所設計的毫米波功率放大器工作在Ka頻段，采用 65 nm Si CMOS工藝流片制造。芯片顯微照片如圖6(a)所示。

圖6 毫米波功率放大器顯微照片與測試方案示意圖

該功率放大器工作電壓為1.2 V，實際直流電流為265 mA，總功耗為318 mW，功率放大器核心面積為540 μm×170 μm。毫米波功率放大器測試所需的儀器設備包括矢量網格分析儀、射頻信號源、頻譜儀、精密直流電源和探針臺等[14]。具體型號為網絡分析儀N 5227 A，探針臺Summit 11 KB、矢量信號源Agilent E 4438 C，頻譜儀N 9030 A、精密直流電源N 6705 A。由于功率放大器為單端輸入、單端輸出，因此采用探針臺的針具為經地-信號-地(Ground-Signal-Ground，GSG)射頻探針，探針間距為100 μm。如圖6(b)所示，使用矢量網格分析儀結合探針臺對功率放大器的S參數進行測試。如圖6(c)所示，使用信號源和頻譜儀對功率放大器的輸入輸出特性進行測試。測試信號從左側GSG探針和焊盤進入芯片，經右側焊盤和GSG探針輸出。

2.2 測試結果分析

經過矢量網格分析儀測試的Ka波段功率放大器的小信號S參數如圖7所示。測試結果表明在工作頻段內S11均小于-10 dB，但較仿真結果偏低約5 GHz，顯示輸入匹配網絡有較大偏離；S22在頻段內略大于-10 dB，較仿真結果有所惡化；S21在頻段內均高于20 dB，較仿真結果有誤差。輸出端S22出現的惡化表明輸出阻抗匹配網絡沒能精確地將50 Ω的負載阻抗變換到預期的最優負載阻抗。

圖7 功率放大器的S參數測試預防針結果對比

測試單元隨輸入功率變化的輸出功率曲線如圖8(a)、功率增益曲線如圖8(b)、功率附加效率曲線如圖8(c)所示。測試結果顯示，該功率放大器在工作頻段內的最大輸出功率為16.3 dBm。當功率放大器過驅動時，其最大PAE為16.9%，1 dB壓縮點為13.2 dBm，功率增益為23.6 dB。

圖8 功率放大器測試單元的輸入輸出特性曲線、功率增益曲線與功率附加效率曲線

分析認為，誤差主要來自無源器件建模的誤差。仿真過程中對于多個變壓器之間的寄生效應考慮不夠充分。為此，對所設計的片上無源阻抗匹配網絡進行了整體的電磁仿真建模。并將整體電磁仿真(full EM)后的S參數和輸入輸出特性曲線與測試結果進行了對比，如圖9所示。通過整體建模，仿真結果與測試結果吻合得更精準，S參數的頻率誤差縮小到1 GHz，最大輸出功率的誤差降低到0.5 dBm以內，功率增益的誤差降低到1 dB以內。可見，多個片上變壓器線圈之間的寄生效應是導致測試結果偏離仿真結果的主要原因。對于多個變壓器線圈之間存在的寄生效應，應考慮采取必要的技術手段予以隔離或控制。

圖9 片上無源網絡整體電磁仿真結果與測試結果對比

表1給出了近年來國際上的Ka頻段毫米波功率放大器的相關工作與文中工作的性能指標比較。可見筆者所設計的毫米波功率放大器輸出功率接近先進水平，在功率增益指標上有明顯的優勢，在芯片面積的利用效率上有明顯優勢，以較小的芯片面積實現了較高的功率輸出。

表1 Ka頻段毫米波功率放大器性能比較

注：*芯片的面積均不包括焊盤，僅為實際工作區域的面積。

3 結束語

筆者設計了一款工作于Ka頻段的毫米波功率放大器。該功率放大器的功率級和驅動級均為差分共源共柵結構的放大單元，并采用中和電容增強其穩定性。文中基于變壓器設計實現了良好的輸入輸出端阻抗匹配，級間匹配和單-雙端信號及雙-單端信號轉換。測試結果顯示，在30 GHz到32 GHz的工作頻段內，功率放大器的飽和輸出功率達到16.3 dBm，最大功率附加效率可達16.9 %，功率增益為23.6 dB。分析認為，測試結果與仿真結果的差異主要來自芯片上的多個變壓器線圈之間的寄生效應導致的阻抗匹配誤差。線圈之間的寄生效應可以通過增加屏蔽的方法來予以改善。為了進一步滿足毫米波雷達和通信系統對功率放大器的需求，筆者設計的毫米波功率放大器可以繼續改進，例如通過功率合成等技術手段進一步提升最大輸出功率，通過更精確的優化設計片上無源阻抗匹配網絡以提升功率附加效率，通過預失真等技術手段提升線性度等。經過流片測試，筆者設計的Ka波段共源共柵差分功率放大器芯片為基于Si CMOS的毫米波功率放大器提供了一種可行的高功率輸出的設計實例，對于進一步研制20 dBm及以上輸出功率的SiCMOS 毫米波功率放大器具有重要意義。