熱電發電系統升壓型DC-DC變換器的設計優化與仿真

馬湘蓉，胡騖淵

（1.南京工程學院信息與通信工程學院，南京 211167；2.上海理工大學機械工程學院，上海 200093）

0 引言

熱電發電是目前為止在余熱利用中最可觀、最有前景且符合當今資源節約型倡導的綠色技術，發電潛力巨大。熱電發電對熱源溫度要求較低，即使在100℃以下也能輸出電能，能夠適用于某些特殊場合（如荒漠、深層空間等）的發電需要。熱電發電的能量轉換效率很低，但作為熱電片（半導體熱電材料）熱源的廢熱幾乎是免費的，熱電發電技術仍是各國熱衷研究的課題［1-5］。為確保熱電發電模塊運行期間的輸出最大功率，必須實時跟蹤到最大工作點，需要在電池與負載之間增加一種開關模式的DC-DC變換電路，通過改變DC-DC變換器中的功率開關管的導通率來調整、控制熱電系統工作在最大輸出功率點，實現最大功率的跟蹤控制（Maximum Power Point Tracking，MPPT）。DC-DC變換器作為熱電系統功率匹配及電壓變換的關鍵電路對熱電發電系統的輸出電壓有著很重要的作用［6-9］。近年來王長宏等［10］針對不同對數和不同規格的半導體熱電發電模型的溫度場、電壓場進行了數值仿真和分析，王統才等［11］指出對中低溫余熱的高效利用是通過獲得優值系數Z值高的熱電材料，或是對溫差發電系統的結構及工作參數進行優化；也有學者通過分析接觸熱阻，提高散熱效率來提高發電效率［12］，此外，熱電材料的改進以及相關器件結構的完善和元件參數選擇都會使熱電轉換效率提高［13-15］，間接地降低了熱電片（Thermoelectric generator，TEG）的成本。對于熱電發電系統設計一個性能優越的DC-DC 電路是至關重要的。通過對器件模塊的優化選取和參數配置，搭建DC-DC 變換器電路并進行實驗測試，利用Matlab環境下Simulink平臺搭建熱電系統模型進行仿真研究。

1 系統組成和特點

由于嵌入式系統具有便攜、價廉、開發速度快和性能優良等特點。利用單片機系統進行MPPT 的設計，熱電發電系統最大功率跟蹤微控制器功能實現流程如圖1 所示，包括檢測模塊、單片機控制模塊、顯示模塊、驅動電路、升壓式Boost型DC-DC轉換電路。

熱電發電系統控制器電路實現的功能是：實時檢測熱電片（TEG）輸出的電壓和電流；對檢測的電壓、電流進行A/D轉換并顯示，根據內置算法輸出PWM 波的占空比，以此改變輸出直流電壓的大小，實現最大功率點的跟蹤。目前常規MPPT 經典算法有：恒定電壓法、擾動觀察法和電導增量法［16-17］。采用不同算法會對熱電轉換效率有很大的影響，算法實現的難易程度也不同［18］。本文采用的是基于改進式的MPPT 算法，即擾動-觀察算法。擾動-觀察算法作為一種折中的算法，相比于開路電壓比率法（恒定電壓法），控制的準確性得到了提高且更易實現，適合設計的需求。

2 原理與模型

熱電發電系統的輸出電壓高度依賴于施加到TEG模塊上的溫度梯度，溫度梯度越大，溫差越大，產生的電壓越高。通常在熱電發電系統中附加一個電壓調節器，使產生的電壓與負載相協調，并通過對調節器應用MPPT算法使產生的功率最大化。升壓變換器由于其結構和控制過程簡單，在熱電發電系統中得到了廣泛的應用，而且它可以提供有效的升壓比，使輸出可以匹配一個標準的蓄電池。將一種持續的直流電壓變換成另一種（固定或可調的）直流電壓的轉換稱之為DC-DC變換，實現這種變換的電路稱之為直流變換電路或直流斬波電路，即為DC-DC變換器。它的基本原理是通過對開關管占空比D 的改變使輸出直流電壓得到改變。DC-DC 變換電路按照輸入電壓和輸出電壓的大小可以分為：降壓式變換器（Buck Converter）、

升壓式變換器（Boost Converter）和降-升壓式變換器（Buck-Boost Converter）［16］。升壓變換器屬于并聯型開關轉換器，工作效率較高，對電源的電磁干擾相對較小，輸入電流連續，輸出電壓較穩定，其典型主電路如圖2 所示。

圖2 Boost 型DC-DC變換器主電路圖

在圖2 中，當開關管Q 導通（閉合）時，輸入電壓對電感充電，此時二極管D 截止。電容C2放電維持輸出電壓，電流的回路是：輸入電壓Ui+→電感L→開關管Q→Ui-；當開關管Q斷開時，二極管D導通，輸入電壓Ui+與電感L串聯起來，一起為電容C2充電，串聯電壓會高于輸入電壓，電流的回路是：輸入電壓Ui+→電感L→二極管D→電容C2（RL）→Ui-。

可見，控制Q導通的時間，就可以控制輸出電壓。如果在一個周期內，Q 的導通時間為Ton，關斷時間為Toff，忽略器件上的損耗，（根據電感的伏秒平衡可知）輸出電壓與輸入電壓的關系：

輸出電壓取決于電容中儲存的電荷量，在輸入電壓和電感為電容充電的期間，輸出電壓上升；其他時間，電容為負載提供電流，輸出電壓下降。輸出電壓必然存在波動，不如線性穩壓電源紋波小。

本實驗搭建的熱電發電MPPT 系統與Boost 型DC-DC變換器電路模型如圖3 所示，采用PWM 的占空比實現開關管通斷的控制，以調整電阻值的大小實現負載阻值與系統內阻之間的匹配，達到最大功率輸出。

圖3 熱電發電MPPT系統與DC-DC電路連接模型

在設計中熱電片與負載通過DC-DC 變換電路相連接，最大功率控制器不斷檢測熱電片負載電壓和電流的數值，由

可知，通過改變PWM 的占空比控制DC-DC 變換器開關管的通、斷可實現輸出電壓的變化［19］。式中：Uo為負載端RL的輸出電壓；Ui為等效輸入電阻Ri的輸入電壓；D為開關管的占空比。忽略電路在傳送過程中的能量損失，可得：

根據式（2）、（3）可得：

即可通過調整占空比來改變等效電阻，實現最大功率的跟蹤。

3 變換器器件參數的計算

DC-DC變換器中任何一個元器件的參數都將影響整個MPPT系統的跟蹤效率，選取恰當的元器件及最優的參數是設計DC-DC變換器工作的主要任務，其中電感L和輸出電容C2的參數尤為重要。

在電感L及輸出電容C2計算時，假設以下條件：

①功率開關管Q和二極管D均為理想器件；

②L 較大，使得在一個周期內電流連續且無內阻；

③直流輸出電壓Uo為恒定；

④整個電路無功耗；

⑤電路已達穩態。

當開關管Q導通時，二極管D 處于截止狀態，則電感L上的電壓UL等于輸入電壓Ui，考慮到在開關管導通期間（DT），電流變化為ΔIL，由法拉第電磁感應定律可得：

式中，ΔIL為紋波電流，為保證電流的連續性，通常取1.38IL，T為PWM波的周期，則

開關管Q導通期間，電容C2開始放電，其放電的電荷為（電流I0變化較小，可近似視為常量）：

由電容的定義式：

則輸出電容C2為

式中，ΔUC為紋波電壓，可取輸出值的1%。應用式（6）、（9）分別計算電感L 和電容C，得出L=220 μH，C2=330 μF。

為驗證參數的計算，在如圖4 所示面包板上進行Boost型DC-DC變換器電路組裝和測試，實驗頻率為10 kHz，選取電感L=220 μH，輸入電容C1=100 μF（見圖1），二極管為鍺管，輸出電容C2=330 μF，負載端電阻1 kΩ。當輸入電壓Ui=1.55 V 時，將占空比可調的PWM波接入MOS管的柵極G，通過控制MOS管的通、斷實現電壓放大。圖5 為占空比D=50%時示波器波形圖，可見，輸出電壓大致為輸入電壓的2倍，符合式（2）的計算結果，同時也驗證所搭建的DCDC電路滿足熱電發電系統要求。

圖4 熱電發電控制器設計實物圖

圖5 示波器輸出電壓波形圖

4 實驗測試與電路設計

為進一步驗證和優化電路參數，分別選擇不同參數的電感L、輸入電容C1及輸出電容C2。以圖4 搭建的電路進行測試，接入負載電阻100 Ω。在測試中，電感L的取值分別為100、220 和470μH，電容的取值分別為47、100、200、330、470 μF，輸入電壓為2.05 V，其理論輸出值為2.56 V（D=20%），4.10 V（D=50%）和10.25 V（D=80%），測試結果見表1～3。

表1 測試數據（C1=47 μF，C2=330 μF，RL=100 Ω）

表2 測試數據（L=220 μH，C2=330 μF，RL=100 Ω）

表3 測試數據（L=220 μH，C1=100 μF，RL=100 Ω）

由表1～3 可見，由于接入負載電阻阻值較小，輸出電壓在D=80%均未達到理論輸出值。頻率等于10 kHz在各個組合中表現穩定，可以作為PWM 波的頻率，輸入電容C1對輸出影響不大，考慮濾波效果，取100 μF，從表1 可確定電感L=220 μH在不同占空比均有較為顯著的輸出變化。綜合考慮，取頻率10 kHz，輸入電容C1=100 μF，電感L=220 μH，輸出電容C2=330 μF作為最終的選定參數，與理論計算值較吻合。

5 仿真分析與電路設計

5.1 仿真分析

以頻率10 kHz、輸入電容100 μF、L=100 μH 和輸出電容330 μF作為最優器件參數配置來設置仿真模型的各個模塊參數，使用Matlab 的Simulink 進行仿真的電路如圖6 所示。仿真波形如圖7 所示，在0.4 s處有一輸出電壓的增大，模擬由于溫差變大后，輸出電壓的增加。控制器采用擾動-觀察算法進行PWM波占空比的調節，從輸出的電流、電壓和功率波形看，都出現了快速的增大，響應非常快，達到了最大功率跟蹤的目的，也表明控制算法的可靠。通過實驗測試和仿真可得出本熱電發電系統升壓型DC-DC 變換器參數配置是合適的和系統電路模型的可行性。

圖6 電路仿真模型圖

圖7 仿真波形

5.2 電路設計

基于上述實驗及仿真分析進行電路的設計。本設計所需要的程序都是基于單片機功能實現的，采用STC15F2K60S2 單片機可以直接實現A/D 轉換，無需外擴A/D轉換電路。ADC 輸入通道與P1 口復用，設置P1ASF特殊功能寄存器將8 路中的任何一路設置為A/DC輸入通道。

STC15F2K 60S2 單片機集成了3 路PWM 輸出模塊，可用于脈寬調制輸出。此系列單片機利用定時器輸出PWM 波，因其內部集成相應的CCP/PCA 模塊，操作更加方便簡單，輸出也更加精確。另外可以通過對PCA寄存器的設置，改變輸出PWM 的bit 數，本次選擇輸出8 bit 的PWM 波，即占空比參數可以從0～

256 間選擇。

熱電系統控制電路要求單片機輸出的PWM 波能夠驅動DC-DC升壓電路，達到控制輸出電壓的效果。但單片機直接輸出的PWM 波的驅動能力有限，直接接入升壓電路時會造成參數變化和波形失真。針對這些問題，需要額外設計電路對單片機輸出的PWM 波進行功率放大。本次設計采用IR2103 半橋驅動器，其常用于驅動MOSFET和IGBT，電壓范圍為10～20 V，但輸出信號的電壓值受工作電壓影響。IR2103 芯片組成的半橋驅動電路驅動能力大，帶負載能力強，能夠滿足驅動升壓電路的要求。本次設計是小功率型，且輸出電壓不高，又因為快速恢復二極管能夠降低關斷損耗，提高效率和減小噪聲，所以使用壓降較小的0.33 V的鍺管。開關管Q是變換器的核心部件，通過實驗可知KD2302 N 溝效果較好，KD3407 P 溝閾值很低，容易燒壞，升壓效果較差，所以N溝的升壓效果要比P溝的要好些。

6 結語

本文通過理論計算及系列實驗測試仿真優化，確定開關管Q 選用KD2302 MOS 管，PWM 波頻率為10 kHz、電感L=100 μH、輸入電容C1=100 μF和輸出電容C2=330 μF 為本熱電發電系統Boost 型DC-DC 變換器的參數，采用最優配置搭建了Simulink 仿真環境下變換器電路仿真模型，仿真結果驗證了參數的選取及MPPT算法的性能。本研究對熱電發電系統優化輸出電壓、提高轉換效率以及尋求更好的MPPT 的穩定性提供了較好的理論與實驗基礎。