交錯(cuò)并聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)的獨(dú)立式電壓擾動(dòng)發(fā)生器

汪玉鳳，韓金庫(kù)

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島 125105）

目前，隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和風(fēng)電、光伏發(fā)電等新能源的廣泛應(yīng)用，電能質(zhì)量問(wèn)題已經(jīng)受到了國(guó)內(nèi)外的廣泛關(guān)注[1-3]，動(dòng)態(tài)電壓恢復(fù)器DVR（dy?namic voltage restorer）、有源濾波器APF（active pow?er filter）、靜止無(wú)功補(bǔ)償器SVG（static var generator）等電能質(zhì)量治理設(shè)備應(yīng)運(yùn)而生[4-5]，為了測(cè)試和校驗(yàn)這些電能質(zhì)量治理設(shè)備的性能，提供一個(gè)電壓擾動(dòng)研究的平臺(tái)，國(guó)內(nèi)外對(duì)電壓擾動(dòng)發(fā)生裝置也進(jìn)行了相關(guān)的研究工作[6]。

文獻(xiàn)[7]提出的傳統(tǒng)電壓擾動(dòng)發(fā)生器，均是通過(guò)切換變壓器的變壓比來(lái)實(shí)現(xiàn)電壓的擾動(dòng)，特點(diǎn)是功能簡(jiǎn)單，但功耗比較大，精度也比較低。近年來(lái)，隨著電力電子和相關(guān)控制技術(shù)的發(fā)展，相繼提出了一些疊加式的電壓擾動(dòng)發(fā)生器，其工作原理是將電壓擾動(dòng)發(fā)生器輸出電壓與電網(wǎng)電壓進(jìn)行疊加；文獻(xiàn)[8]提出了一種新型多功能的10 kV電壓擾動(dòng)發(fā)生器；文獻(xiàn)[9]提出了一種級(jí)聯(lián)多電平式的電流擾動(dòng)發(fā)生裝置；文獻(xiàn)[10]提出了一種基于載波移相的電壓擾動(dòng)發(fā)生器；文獻(xiàn)[11]提出了一種電能質(zhì)量擾動(dòng)發(fā)生器，這幾種疊加式電壓擾動(dòng)發(fā)生器主電路都采用背靠背式H橋結(jié)構(gòu)，雖然這樣的結(jié)構(gòu)可以減小電壓擾動(dòng)發(fā)生器容量，提高精度，但控制復(fù)雜，開(kāi)關(guān)損耗比較大，且疊加式電壓擾動(dòng)發(fā)生器的耦合系統(tǒng)可靠性比較低，在實(shí)際應(yīng)用中，啟動(dòng)時(shí)不可避免地會(huì)對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生瞬時(shí)沖擊。獨(dú)立式的電壓擾動(dòng)發(fā)生器可以避免這些影響，文獻(xiàn)[12]提出了一種獨(dú)立式交錯(cuò)并聯(lián)的電壓擾動(dòng)發(fā)生器，但其整體開(kāi)關(guān)損耗比較大。本文針對(duì)文獻(xiàn)[12]中獨(dú)立式電壓擾動(dòng)發(fā)生器的開(kāi)關(guān)損耗和控制精度問(wèn)題，提出了一種差異化結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)方法，交錯(cuò)并聯(lián)H橋提供基波分量輸出，在輸出電路上串聯(lián)一組高頻H橋；整流部分采用三相半橋式不可控整流電路，既保證了較高的控制精度和功率因數(shù)，又可以有效地減小開(kāi)關(guān)損耗[13]。本文中的電壓擾動(dòng)發(fā)生器可根據(jù)需求實(shí)現(xiàn)諧波電壓、電壓暫升暫降、電壓不平衡、波動(dòng)和閃變等功能，既可以單獨(dú)產(chǎn)生一種擾動(dòng)電壓，又可以將幾種擾動(dòng)電壓進(jìn)行疊加。

1 工作原理及拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.1 工作原理

電壓擾動(dòng)發(fā)生器的工作原理如圖1所示，電壓擾動(dòng)發(fā)生器可以等效為一個(gè)受控電壓源，將電網(wǎng)電壓進(jìn)行整流后，再經(jīng)過(guò)交錯(cuò)并聯(lián)H橋逆變所需要輸出的各類(lèi)擾動(dòng)電壓。將含有擾動(dòng)電壓的輸出電壓作用于需要測(cè)試的不間斷電源UPS（uninterruptible power supply）、APF、SVG、DVR等待測(cè)裝置或其他負(fù)載，通過(guò)測(cè)試了解這些設(shè)備的性能，同時(shí)也可對(duì)電壓擾動(dòng)進(jìn)行分析和研究。

圖1 電壓擾動(dòng)發(fā)生器的工作原理Fig.1 Working principle of voltage disturbance generator

1.2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文研究的獨(dú)立式電壓擾動(dòng)發(fā)生器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示，其中整流部分采用三相半橋式不可控整流電路。三相半橋式不可控整流電路相對(duì)于單相整流電路具有容量大、直流電壓脈動(dòng)小、濾波容易等特點(diǎn)，且不需要采用多繞組變壓器，減小了裝置體積。與一般三相半橋式整流電路不同的是，每個(gè)整流二極管并聯(lián)了一個(gè)電容，工作時(shí)由于電容的濾波作用，使得輸入整流器的高頻噪聲減少；另外，由于電容的充放電過(guò)程，降低了二極管的反向恢復(fù)時(shí)間和反向電壓，因而減小了二極管上的開(kāi)關(guān)損耗，并且這種優(yōu)勢(shì)在重載運(yùn)行下更加明顯，配合輸入電感和直流側(cè)電容，整流單元的功率因數(shù)高達(dá)0.995[13]。

圖2 獨(dú)立式電壓擾動(dòng)發(fā)生器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topology of independent voltage disturbance generator

逆變部分采用差異化控制結(jié)構(gòu)，即高頻部分和基波部分采用不同的模塊和控制方法。高頻電壓利用一組H橋產(chǎn)生，基波電壓利用兩組H橋并聯(lián)產(chǎn)生，然后將兩者輸出電壓進(jìn)行疊加，從而保證更高的輸出電壓質(zhì)量[14]，該結(jié)構(gòu)提高了等效開(kāi)關(guān)頻率，同時(shí)降低了每個(gè)開(kāi)關(guān)器件承擔(dān)的電壓，在保證系統(tǒng)容量及可靠性的前提下，可以有效地減少了開(kāi)關(guān)損耗。

2 逆變控制策略

2.1 高頻模塊

高頻部分主要是用于輸出高頻擾動(dòng)電壓，采用單相H橋結(jié)構(gòu)。高頻模塊控制結(jié)構(gòu)如圖3所示，取輸出電壓uh和輸出電流ih作為反饋量，采用雙閉環(huán)反饋控制方法，該方法簡(jiǎn)單易行，魯棒性強(qiáng)，能夠提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力和控制精度，適合用于控制本電路。圖中，kPu和kIu是輸出電壓uh的比例和積分系數(shù)，kPi是輸出電流ih的比例系數(shù)。

圖3 高頻模塊控制結(jié)構(gòu)Fig.3 Control structure of high-frequency module

2.2 基波模塊

圖4 基波模塊控制結(jié)構(gòu)Fig.4 Control structure of fundamental wave module

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 直流側(cè)電容

直流側(cè)電容是連接整流電路和逆變電路的紐帶，選取適當(dāng)?shù)碾娙菘杀ＷC直流側(cè)電壓比較平穩(wěn)，波動(dòng)量小。整流電路采用三相不可控整流時(shí)，由于器件的導(dǎo)通壓降、電容濾波器上的損耗以及死區(qū)效應(yīng)等因素的存在，整流電壓實(shí)際值會(huì)低于理論值，且損耗比率約為10%，則直流側(cè)輸出直流電壓為

Udc取460 V，根據(jù)瞬態(tài)能量守恒可得

式中：Pr為整流器容量；ΔUdc為直流側(cè)電壓最小紋波，ΔUdc取2%；Ttrans為電容瞬態(tài)充放電時(shí)間。

最終Cd確定為4 700 μF。

3.2 整流電路

本文中，采用三相不可控整流電路，如圖5所示，圖中：L1、L2、L3為輸入電感，L1=L2=L3=L；C1～C6為二極管并聯(lián)電容，且它們的參數(shù)相同；Cd為直流側(cè)濾波電容；RL為等效阻抗。負(fù)載不同，電容工作充放電時(shí)間也不相同，根據(jù)直流側(cè)負(fù)載不同，可分為輕載、中載和重載3種工作模式。根據(jù)實(shí)際需要，本文對(duì)重載工作模式進(jìn)行研究分析。

圖5 整流電路Fig.5 Rectifier circuit

設(shè)電容C1充放電所需時(shí)間為t，輸出電流平均值表達(dá)式為

在重載條件下，0

式中：a=U,V,W；A=X,Y,Z。分別將V相和W相的電壓和電流代入式（5），得

綜合式（6）和式（7），取它們的平均值為最優(yōu)值，確定整流輸入電感為

由式（3）和式（8），最終求得L=245 mH。

并聯(lián)電容確定，U相所對(duì)應(yīng)的半橋多對(duì)應(yīng)的并聯(lián)電容在充放電時(shí)有

由式（9）和式（10）可得

求得C=1.294 μF ，實(shí)際取1.33 μF 。

4 仿真和實(shí)驗(yàn)

4.1 仿真分析

為了驗(yàn)證本文中理論分析和控制策略的正確性和可行性，利用Matlab/Simulink仿真平臺(tái)進(jìn)行了電壓波動(dòng)與閃變的仿真研究，仿真結(jié)果以A相電路為例。電網(wǎng)中，8.8 Hz的擾動(dòng)電壓影響最?lèi)毫樱詫?duì)8.8 Hz擾動(dòng)電壓進(jìn)行了仿真。

圖6為電壓波動(dòng)和閃變的仿真結(jié)果，擾動(dòng)電壓頻率為8.8 Hz，幅值為50 V。

圖6 電壓波動(dòng)與閃變仿真Fig.6 Simulation of voltage fluctuation and flicker

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)以上分析、參數(shù)設(shè)計(jì)和仿真模型搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)電路，控制裝置由DSP（TMS320F2812）、FPGA（EP2C50F484I8）作為控制芯片，搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。圖7為A相電壓暫升暫降實(shí)驗(yàn)結(jié)果，系統(tǒng)正常工作時(shí)，輸出電壓為360 V。

如圖7（a）所示，在t=0.06～0.18 s時(shí)，A相輸出電壓發(fā)生明顯升高，電壓幅值上升至504 V，暫升幅度為40%。

如圖7（b）所示，在t=0.06～0.18 s時(shí)，輸出電壓發(fā)生明顯跌落，電壓幅值跌落至216 V，暫降幅度為40%；

圖7 電壓暫降和暫升實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.7 Experimental results under voltage sag and swell

諧波電壓擾動(dòng)如圖8所示。圖8（a）為A相電壓含有7次諧波電壓擾動(dòng)的實(shí)驗(yàn)波形，7次諧波含量為14.3%；圖8（b）為同時(shí)含有11次和13次諧波電壓的實(shí)驗(yàn)波形，11次諧波含量為9.0%，13次諧波含量為7.7%。

圖8 諧波電壓擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.8 Experimental results under harmonic voltage disturbances

三相不平衡電壓擾動(dòng)如圖9所示，實(shí)驗(yàn)中，三相電壓不平衡，系統(tǒng)電壓為360 V?？梢钥闯?，由于電壓不平衡擾動(dòng)，A相電壓上升至384 V，B相電壓下降至328 V，C相電壓下降至284 V；A相電壓與B相電壓相位差為126°，A相電壓與B相電壓相位差為235°。

圖9 三相不平衡電壓擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.9 Experimental results under unbalanced voltage disturbances in three phases

圖10所示為諧波電壓和電壓暫降擾動(dòng)的復(fù)合電壓擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)波形。由圖可知，該裝置可實(shí)現(xiàn)復(fù)合電壓擾動(dòng)。

圖10 諧波和暫降復(fù)合擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10 Experimental results under compound voltage disturbances of harmonics and sag

5 結(jié)語(yǔ)

針對(duì)疊加式電壓擾動(dòng)發(fā)生器的缺點(diǎn)，本文提出了一種新型的獨(dú)立式電壓擾動(dòng)發(fā)生器。整流電路采用功率因數(shù)較高的三相半橋不可控整流電路，逆變電路采用差異結(jié)構(gòu)，大大減少了開(kāi)關(guān)損耗，基波部分采用交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)，增大了系統(tǒng)容量，提高了系統(tǒng)的可靠性和控制精度。本文提出的交錯(cuò)并聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)的獨(dú)立式電壓擾動(dòng)發(fā)生器實(shí)現(xiàn)了輸出諧波電壓、電壓暫升暫降、電壓不平衡、波動(dòng)和閃變等多種電壓擾動(dòng)功能，效果理想，為測(cè)試各種電能質(zhì)量設(shè)備和各種電壓擾動(dòng)分析的研究提供了理想可靠的平臺(tái)，具有較好的研究和應(yīng)用價(jià)值。