空間矢量脈沖寬度調制整流器試驗平臺研制

李俊揚

(核工業理化工程研究院 電控技術研究所，天津 300180)

對于大型實驗系統或工廠應用，穩定可靠的專用變頻器是保證系統運行過程正常高效的必要條件，而專用變頻器分為兩大部分，整流器和逆變器。整流器為逆變器提供穩定的直流電源，同時提高系統功率因數，降低對電網諧波污染和功耗。可控的整流器還能在專用電源故障時，將裝置產生的反電勢回饋給電網，避免專用設備的損壞。專用變頻器整流裝置最初是由可控硅組成的一個非線性電路，會在電網中產生大量的電流諧波,電流失真度高，功率因數一般低于0.8。采用多重化整流的方式可大幅降低電流諧波，但是仍屬于不可控整流，直流電壓受電網波動影響大。且功率整流器對直流電壓的穩定性要求更高，不宜采用不可控的整流方式。采用脈沖寬度調制(pulse width modulation, PWM)技術的整流器，可對直流電壓和網側電流進行控制，可以消除大部分電流諧波，實現網側電流正弦化，且運行于單位功率因數，真正實現 “綠色電能變換”，尤其是大量使用時能大大減少對電網的污染，因此不需要加裝電流諧波濾波器及功率因數補償裝置，從而降低運行成本。

原300 kW變頻器的整流器采用正弦脈寬調制(SPWM)控制方式，較好地實現了整流器的性能指標，但采用空間矢量脈寬調制(SVPWM)技術控制的整流器具有更突出的優點[1]：(1) 電壓利用率高。SVPWM控制比SPWM控制的電壓利用率高15.4%，相同直流電壓條件下，由于直流電壓利用率的提高，可提高PWM整流器網側電壓，從而相對減小了PWM整流器網側電流，運行效率高，降低了網側及功率管通態損耗。(2) 開關頻率低。在相同波形品質條件下，SVPWM控制比SPWM控制的開關頻率更低，平均約降低30%，有效降低了功率開關器件的開關損耗。(3) 動態性能好。SVPWM控制比SPWM控制擁有更好的動態性能，采用SVPWM進行電流控制時，根據被跟蹤的電流矢量，可以優化選擇三相電壓空間矢量，進行PWM電流的跟蹤控制，在相對低的開關頻率條件下更好的跟蹤電流指令。

設計可以無差跟蹤電壓相位的鎖相環和抑制整流器啟動時刻的電壓沖擊是基于SVPWM算法的整流器亟待解決的問題。開展SVPWM整流器試驗平臺研制，軟件應用SVPWM技術，采用固定開關頻率雙閉環電流控制策略。從控制方法研究、仿真分析和主控芯片的控制程序設計，驗證SVPWM整流器的可行性。

1 整流器試驗平臺設計

1.1 總體設計

SVPWM整流器試驗平臺為電壓型PWM整流器，系統結構示于圖1。主電路采用三相橋式結構，交流側采用三相對稱的無中線連接方式，三相全橋電路由電抗器Li(i=a,b,c)、六個功率開關管IGBT反并聯續流二級管、濾波電容C及負載電阻R組成。電感用于濾除網側諧波電流；采用適當的控制策略控制橋臂上6個開關管，改變開關元件觸發信號的相位及各脈沖寬度，實現對網側電流的控制；直流側采用電容進行直流儲能，從而使整流器直流側呈低阻抗的電壓源特性，保持直流電壓穩定[2]。

控制系統主要包括三部分：供電板、整流器主控板、觸摸屏。供電板將整流器輸出直流母線上的高壓直流電轉換為+24 V直流電，為整流器控制板供電。整流器主控板為整流器的控制核心，以數字信號處理器(DSP)TMS320F28335為核心, 主頻高達150 MHz，具有強大的信號處理能力和豐富的外部單元，可以實現整流器的控制算法和控制功能。觸摸屏實現整流器運行參數實時顯示、在線調試。

1.2 控制系統硬件設計

整流器試驗平臺核心控制芯片選用的是美國TI公司32位的TMS320F28335數字信號處理器(DSP)，主頻高達150 MHz，具有強大的信號處理能力；提供了豐富的外部單元，集成常用的外圍設備如：模擬量數字量(A/D)轉換、PWM脈沖輸出以及數字量輸入輸出(GPIO)等，因此控制系統可以用較少的外圍設備就可以實現[3]。

整流器試驗平臺的控制系統硬件電路包括五部分：供電設計、DSP芯片外圍設計、信號采集與檢測電路、PWM脈沖驅動接口、通訊接口等。

供電設計。將+24 V轉換成+5 V、±15 V、3.3 V、+1.9 V等多種類型電源，為控制電路供電。

DSP芯片及外圍電路設計。采用主頻150 MHz的TMS320x28335芯片進行信號處理，完成控制算法處理與工作流程控制。

信號采集電路。模擬量采集電路完成電網電壓、電流、直流電壓進行信號采集；開關量信號采用干接點方式，實現DSP與逆變器主控單元的信號聯絡以及整流器主接觸器的控制。

PWM脈沖驅動電路。對DSP輸出的PWM脈沖信號進行電平轉換，并對絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor, IGBT)故障信號進行鎖存處理。

通訊接口電路。利用通訊處理芯片ADM4587使DSP與觸摸屏建立485通訊，實現整流器運行參數的實時顯示，以及調試參數的在線修改。

1.3 控制系統軟件設計

主程序完成DSP芯片的初始化，包括系統時鐘及中斷、PWM模塊初始化、串行通訊初始化、串行外設接口初始化、A/D模數轉換初始化、用戶自定義寄存器等。

主程序是整流器控制系統的核心，主要判斷系統的工作狀態，控制程序的執行順序，實現整流器的各種系統功能、保護功能、停電自啟功能等。主程序流程圖示于圖2。

圖2 主程序流程圖Fig.2 Main program flow chart

中斷服務程序設計。中斷服務處理中最重要的是控制算法，需要利用捕捉中斷，PWM定時器周期中斷共同實現。

PWM定時器周期中斷子程序。主要完成信號的AD采樣，將轉換結果進行軟件濾波，定標處理后參與計算；執行電壓、電流雙閉環比例積分調節，控制脈沖寬度，由PWM1、2、3產生3對相位互差120度的PWM脈沖。

此外還包括，在外部中斷中對IGBT 故障保護；在串行通訊中斷中完成DSP與觸摸屏的數據傳輸工作。

2 SVPWM整流器控制策略及關鍵技術

2.1 雙環控制策略

圖3 SVPWM整流器控制策略原理圖Fig.3 Block diagram of Control Strategy for SVPWM rectifier

2.1.1電壓外環 電壓外環采用比例積分控制算法，如公式(1)所示：

(1)

式中，KVP為電壓外環調節器比例系數；KVI為電壓外環調節器積分系數。

從公式(1)中可以看出，電流內環有功分量的給定值由電壓外環PI調節器輸出，直流側電壓的波動反應就是整流器系統中有功分量的流動，將其PI調節值作為有功電流分量的給定可以實時捕捉網側有功電流與直流側的能量變化，在單位功率因數控制下，將直流側電壓波動以電流的形式參與運算從而實現對直流側電壓的間接控制。

該整流器屬于非線性強耦合控制系統，而采用公式(1)所示的電壓外環控制算法，可以保證電壓外環PI調節器始終工作在系統工作點附近的線性區域，從而提高系統工作點大范圍變化時的穩定性[5]。

2.1.2電流內環 三相坐標系中的整流器因為設計和分析的方便，往往通過坐標變換將其化簡到同步旋轉的d-q坐標系中。一般通過兩步變換，首先通過clark變換將靜止的三相坐標系轉換為兩相靜止坐標系(α-β坐標系)，采用等功率變換，則變換矩陣為：

(2)

則三相電流、電壓信號可以變換為α-β坐標系中的旋轉向量，即

(3)

(4)

再通過軟件鎖相環獲得a相電網電壓的同步角頻率，進行park變換，將兩相靜止坐標系轉換為同步旋轉坐標系(d-q坐標系)，變換矩陣為:

(5)

則

(6)

(7)

將電流矢量與d軸重合，則q軸的電流分量為0。

對三相電壓型整流器而言，其d-q坐標系下的模型可描述為：

(8)

(9)

式中，ed、eq為電網電動勢矢量Edq的d、q分量；vd、vq為三相整流器交流側電壓矢量Vdq的d、q分量；id、iq為三相整流器交流側電流矢量Idq的d、q分量；p為微分算子。

為實現單位功率因數，電流矢量與d軸重合，為使得控制電流矢量與電壓同相位，則電網電動勢矢量Edq也與d-q坐標系中的d軸重合，則電網電動勢矢量q軸分量eq=0。

(10)

(11)

將公式(10)、公式(11)代入公式(8)，并化簡得：

(12)

顯然，公式(12)表明，基于前饋解耦的控制算法公式(10)、公式(11)使三相整流器的電流內環實現了解耦控制，解耦控制框圖示于圖4[6]。

圖4 前饋解耦控制框圖Fig.4 Feedforward decoupling control block diagram

2.2 三相軟件鎖相環(SPLL)

為使得功率因數為1，必須獲得電網電壓的同步相位，來得到與電網電壓同相位的角度參與坐標變換和空間矢量的相位信息。因此通過鎖相環來獲取與電網電壓同相位的角度信息對于整流器功能的實現至關重要。采用一種基于d-q變換的純軟件鎖相環，通過對三相電壓的采集進行坐標變換，無需進行過零點捕捉，避免因過零點誤捕捉導致的失鎖問題，且鎖相精度更高[7]。

整流器軟件鎖相環原理(a)和控制框圖(b)示于圖5[8]。鎖相環(圖5a)是一個輸出信號能夠跟蹤輸入信號相位的閉環自動控制系統。它包括鑒相器(PD)、環路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)。其基本工作原理是鑒相器輸入信號電網電壓和控制系統內部同步信號的相位差信號轉變成電壓，經過環路濾波器濾波后取控制壓控振蕩器，從而整系統內部同步信號的頻率和相位，使之和輸入信號電網電壓同步。三相SPLL的基本工作原理是數字鑒相器將輸入的三相電壓信號和SPLL內部同步信號的相位差轉變為直流量，經過低通濾波器后控制壓控振蕩器，從而調整系統內部信號的頻率和相位，使之和輸入電壓的相位同步，如圖5b[9]。鎖相對應于鎖相環的基本結構，虛線框里的變換相當于鑒相器，即三相電壓變換為同步旋轉的直流量Ud、Uq，PI調節器相當于環路濾波器，積分環節相當于壓控振蕩器。ωref為壓控振蕩器的固有頻率，此處ωref=100π，對應于電網額定頻率。

圖5 整流器軟件鎖相環原理(a)和控制框圖(b)Fig.5 Software phase-locked loop control block diagram of rectifier

構架基于DSP實現的三相軟件鎖相環的整個流程示于圖6。在程序執行時，使用所有變量的初始化值進行計算，如果鎖相環參數合理并且收斂，整個鎖相環會很快入鎖。另外，PI控制器輸出量需要做限幅處理。

2.3 解耦控制電壓項調整策略

對于整流器的控制系統，在軟件實現的過程中，受限于控制芯片的運行速率，不可避免的會出現系統延時，AD采集過程、PI調節環節、大量數學運算環節的存在、功率開關管的延時等會導致系統無法完全實現實時控制，直接導致鎖相環計算的角度與實際角度存在誤差，使得相位偏移，影響高功率因數的實現。

圖6 SPLL軟件實現流程Fig.6 SPLL software implementation process

同時，軟件參數歸一化，模數轉換的誤差，也會導致輸出的預期幅值和實際幅值的誤差，為此，需要對鎖相角度和幅值系數進行調整。為此，制定解耦控制電壓項調整策略，方法示于圖7。將輸入電抗器與整流橋脫開，接入RC濾波電路，在整流器直流側接入直流電壓，用逆變的方式輸出，網側電壓經電抗器輸出和整流橋逆變輸出幅值相位須完全一致，方可保證整流器鎖相相位和實際一致且驅動輸出幅值與預期一致。

圖7 電壓相位、幅值補償原理圖Fig.7 Principle Diagram of voltage phase and amplitude compensation

解耦控制電壓項調整策略可實現實時跟蹤，減輕電流環PI調節的負擔，使得控制系統更加穩定，PI參數調節更加容易。

2.4 直流電壓、交流電流啟動沖擊抑制策略

在整流器啟動瞬間，由于預設的指令電壓與二極管整流的直流電壓相差比較大，電壓外環的PI調節會瞬間達到上限，使得直流電壓快速上升。同時，電流環有功環路，因采用直流電壓外環的PI調節值作為指令電壓，也會使得有功電流環路PI調節值瞬間達到最大，而無功環路因未啟動時，自然整流功率因數較低，無功電流分量較大，而整流器期望功率因數為1，無功電流趨于0，同樣使得無功電流環路PI調節值達到最大。會導致在整流器啟動瞬間直流電壓和交流電流出現過大的沖擊，尤其在設置不合理的情況下，電流環甚至會出現超過穩態電流幅值數倍的電流沖擊，會對硬件電路造成損壞。為此，必須采用合理的軟件控制方法，抑制啟動直流電壓和交流電流的過沖擊。

2.3.1直流電壓沖擊的抑制 對直流電壓沖擊的抑制采用對直流電壓誤差限幅的方法。直流電壓環的控制方法是將指令電壓和實際電壓的誤差值ΔUdc送入PI調節器,再輸出到電流環作為有功電流環路的指令值，為了避免輸出過大，除了對PI調節器的輸出作限幅之外，還可以對ΔUdc進行限幅。設置一個誤差限制(-ΔUMAX，ΔUMAX)，當誤差超過上限ΔUMAX，時，送入PI調節器的ΔUdc=ΔUMAX；當誤差超過下線-ΔUMAX時，送入PI調節器的ΔUdc=-ΔUMAX；當誤差在限幅范圍內時，則輸入PI調節器的值為當前值。軟件流程示于圖8。

圖8 直流誤差限幅流程Fig.8 DC error limiting flow chart

由此在啟動時，盡管誤差值較大，但是送入控制器的調節量卻總能控制在一定范圍內，經調試，達到較理想狀態ΔUMAX設定為4 V。

為此，在兩個電流環路的PI調節輸出量前加一個系數，每進一次PWM中斷就增大系數，直至系數為1，電流環完整介入控制中。經調試驗證，系數初值為0.01，每次增加0.001，約0.165 s后，即大約8個市電周期后，電流環完整介入控制。電流環緩慢介入控制策略流程示于圖9。

圖9 電流環緩慢介入控制策略流程Fig.9 Flow chart of current loop slowly intervening control strategy

3 SVPWM整流器功能測試及帶載試驗

3.1 單相功能試驗

3.1.1鎖相環測試 將鎖相環輸出角度對角度為0時進行捕捉，通過IO口輸出電平，每次過0，輸出電平翻轉，與A相電壓波形進行比較，測試鎖相過0位置是否正確。

由實驗得知，鎖相位置與A相電壓相差90°，且三相電壓以d軸定向做d-q變換后，落在d軸負方向，因此需對角度進行補償，同時對d-q坐標變換進行調整。將變換矩陣的三角函數減去90°，則變換公式調整為

(13)

同時，鎖相環輸出角度減去90°。三相電壓以d軸定向做d-q變換后，落在d軸正方向，鎖相正確。

3.1.2解耦控制電壓項調整 按照圖6所示方法，進行調整，鎖相角度補償5°，電壓系數為0.78。實現兩處電壓幅值、相位一致。

3.1.3直流電壓、交流電流啟動抑制試驗 未采取措施前，整流器啟動時波形示于圖10。由圖10可見，啟動的沖擊電流和沖擊電壓高于穩態時數倍，會給整流器帶來極大的風險。

圖10 抑制前啟動波形Fig.10 Suppress the pre-start waveform

加入抑制策略后，整流器啟動時波形示于圖11。由此可見，直流電壓、交流電流的抑制策略有效，很好實現了啟動沖擊的抑制。

圖11 抑制后啟動波形Fig.11 Suppressed boot waveform

3.2 整流器原理樣機試驗

為測試整流器算法和控制策略搭建整流器試驗平臺。試驗平臺額定功率12 kW，預期目標直流電壓600 V，直流穩定誤差±5%，功率因數大于0.95，電流失真度小于5%。

采用電網側接調壓器逐步升壓試驗。額定直流電壓為600 V。三相線電壓從50 V逐步升高到電網電壓380 V，直流電壓也隨著輸入電壓逐步升高到600 V。整流器直流母線接入25 Ω純阻負載，直流600 V時，因負載功率超過額定功率，接入50 Ω純阻負載。整個過程中，啟動沖擊小，直流電壓，交流電流快速調節。實驗數據列于表1。

表1 升壓試驗情況Table 1 Boost test condition

從表1看出，功率因數大于99.8%，遠高于技術指標的95%，電流失真度也在5%以內，直流電壓波動小于0.5 V，同樣遠好于技術指標要求。試驗效果良好，驗證了算法程序的有效性。

三相電壓、三相電流矢量圖示于圖12。由圖12可見三相電壓和三相電流的相位基本一致，且平衡度很好。

A相電壓、A相電流波形和直流電壓波形示于圖13。由圖13結果可知，通過鎖相環和控制算法，實現了網側電壓電流同相位與單位功率因數，輸出直流電壓穩定，波動小于1 V。

圖12 三相電壓、電流矢量圖Fig.12 Three-phase voltage and current vector diagram

圖13 A相電壓、電流及直流電壓波形圖Fig.13 Waveform of phase A current, voltage and DC voltage

4 結論

介紹了SVPWM整流器的基本結構、工作原理，根據整流器選用的雙環控制策略，對控制算法模型進行了詳細分析，搭建了試驗平臺，對理論進行驗證。從軟件角度對SVPWM整流器控制理論進行分析和驗證，對整流器軟件編寫中鎖相環角度修正，解耦控制量調整，啟動電壓電流沖擊等關鍵技術提出了解決方案。通過SVPWM整流器功能測試及帶載試驗，結果證明關鍵技術解決方案的有效性，整流器原理樣機功率因數大于99.8%，電流失真度在5%以內，直流電壓波動小于0.5 V。試驗效果良好，驗證了算法程序的有效性，同時也表明SVPWM的雙環控制策略具有非常好的應用效果。整流器在實驗工程中，直流電壓波動很小，為變頻器提供了穩定的直流電壓，且能保證功率因數為1，對電網和變頻器起到了有效保護。為下一步進行12脈波多重化SVPWM整流器試驗打下基礎。