大功率高集成射頻接收前端開關模塊設計

南京郵電大學 陸 遙

南京國博電子有限公司 黃貞松 匡 珩 宋 艷

本文采用氮化鋁陶瓷基板、PIN二極管芯片，優化傳統射頻開關結構電路圖和版圖設計，通過合理的熱設計結合電磁仿真，研制出一種新型的寬帶大功率高集成單刀雙擲開關。在1.9～4GHz頻帶內發射通道插入損耗小于0.5dB，接收通道隔離度大于43dB，可通過CW功率120W。PIN和電容芯片均選擇國產芯片，確保元器件自主可控。研制出的大功率高集成開關模塊大幅減小了一般射頻接收前端電路物理尺寸，應用MCM（多芯片模塊）微組裝技術設計，克服了傳統開關無法在當前5G大功率條件下工作的缺陷，實現了插損小，隔離度高，承受功率更大，集成度更高等優勢，適用于目前商用5G模式下的通信標準。

隨著5G網絡在商用領域應用的不斷深入，射頻接收前端對于射頻開關在功率和集成度上有著更高的要求。在射頻前端中，射頻開關是一個不可或缺的功能模塊，應用于以時分多址技術工作方式為首的各類通訊系統內射頻前端模塊中實現其對信號的接收和發送，其本身是一種控制或切換微波信號通斷的電路。目前，高性能、高集成度的射頻開關在各類商用的射頻通信系統和微波測試系統中的應用變的越來越廣泛。

傳統大功率開關通常有三種結構：機械開關、鐵氧體開關、PIN開關。機械開關、鐵氧體開關雖然承受功率較高，但受到速度和壽命的影響，不能高速、頻繁切換，不適用于移動通信系統的高速切換要求。PIN二極管通過直流電流控制二極管導通或截止，實現對大功率的射頻信號的控制。PIN二極管開關速度快，開關次數不受限制，成本低廉。

1 總體設計

總體設計要求本次設計的目標是實現射頻接收前端開關模塊的研制，工作頻率在1.9～4GHz內滿足如下指標：

發射通道插損：≤0.5dB

接收通道隔離度：≥37dB

通過功率：120W

工作頻帶：1.9GHz～4GHz

工作電壓：55V

ESD：Class 1B

2 電路結構

PIN二極管在P型半導體與N型半導體之間夾了一層I型半導體(即本征半導體)，加大了兩個電極之間的距離，隨著反向偏壓的增加，P/N型半導體的耗盡層寬度也在增加，導致結電容進一步減小，這使得PIN的結電容比普通二極管的結電容小很多。當PIN二極管正偏時，P區和N區的多子會注入I區復合使I區阻抗變低，呈現低阻抗特性；反偏時，PIN等效為電阻串聯電容，一般等效電阻呈高阻狀態。

二極管開關的電路和結構形式有很多種，按照PIN二極管的連接方式，最主要的二極管開關電路分為串聯開關結構、并聯開關結構，如圖1和圖2所示。

圖1 串聯開關結構

圖2 并聯開關結構

圖1中PIN二極管構成串聯型開關，控制端輸入正電平時，PIN正偏，等效為零點幾歐姆的小電阻，開關導通；控制端輸入負電平時，PIN反偏，等效為電阻和零點幾皮法電容串聯，高頻下阻抗很大，此時整個開關截止。串聯開關結構的優勢在于不受波長的影響，所以適用的頻段更寬。但同時，由于二極管串聯在電路中在大功率下管芯散熱較困難，容易產生損耗形成熱能進而影響整個開關通路的工作狀態，所以必須要對于串聯開關結構進行熱設計。

圖2中PIN二極管構成并聯型開關，控制端輸入正電平時，PIN正偏，等效為阻值很小的電阻，中間點接地，輸入信號被全反射，開關截止；控制端輸入負電平時，PIN反偏，等效為電阻和零點幾皮法電容串聯，高頻下阻抗很大，對信號支路影響很小，開關等效為導通。由于傳輸線通路沒有開關元器件，因而損耗較小。在熱設計方面，由于PIN管芯直接到地，易于散熱，隔離度也比較好，所以適合于大功率的場合。但是，并聯電路受波長影響大，頻率改變會造成阻抗失配，直接影響了帶寬特性，且整個電路尺寸受限，不利于提高集成度。

除此之外，還有利用PIN二極管搭建的串并聯開關結構，如圖3所示。該電路中PIN二極管采用串、并聯混合方式。當控制端1輸入正電平，控制端2輸入負電平時，PIN管D1正偏，等效為小電阻，呈現導通狀態；PIN管D2反偏，等效為電容，對地接近開路。當控制端1輸入負電平，控制端2輸入正電平時，PIN管D1反偏，等效為電容，呈現隔離狀態；PIN管D2正偏，等效為小電阻，對地接近短路，進一步起到隔離作用。串并聯電路比串聯電路可以實現更高的隔離，比并聯電路可以實現更寬的帶寬。但是由于電路中有串聯管芯，與單串聯開關結構類似，必須進行熱設計以滿足大功率條件下的使用要求。

圖3 串并聯開關結構

對于一般的大功率射頻開關，常用采用并聯開關結構，但由于本文設計目標希望縮小版圖尺寸提高集成度，且一般在設計過程中選用單刀雙擲開關來完成收發通道的設計，所以在整體的結構選擇上本文在收發通道采用串聯結構和串并聯結構相結合，并進一步通過非對稱結構的優勢和熱設計完成設計目標改善傳統射頻開關的缺陷。

3 電路設計

在單刀雙擲的開關電路設計中，由于整個射頻接收前端模塊在發送和接收兩個工作模式下不同通路對于隔離度、插損、功率和響應時間的具體要求不同，所以在開關電路的設計中將電路設計為非對稱結構。在發送狀態模式下，發送通路需滿足系統的高功率要求，此時接收通路要保證高隔離度；在接收狀態模式下，接收通路是小功率信號傳輸，需要嚴格控制通路的插損，降低噪聲系數。因此，本文設計了如圖4所示的射頻接收前端開關電路原理圖。

如圖4所示，在整個開關電路中，分為RFin-TX和RFin-RX兩個通道，分別代表天線-發射通道和天線-接收通道。電路中共有四處電壓，其中VCC為常加電狀態，接+5V電壓，VC1、VC2電壓在不同模式下電位會發生改變。

圖4 射頻接收前端開關電路原理圖

在發送狀態模式下，將電位設置為VC2>VCC>VC1，VC2接55V正電壓，VC1接地，此時PIN1和PIN2處于正偏狀態，RFin-TX通道導通，PIN3處于反偏狀態，RFin-RX通道關閉，滿足發送模式的工作狀態需求，同時，由于PIN4處于正偏狀態，將接收通道并聯經過電容C5接地。此時若有信號泄露進入接收通道可以確保信號直接接地而不會影響接收端，進一步保證了發送模式下接收通道的高隔離度。

在接收狀態模式下，將電位設置為VC1>VCC>VC2，VC1接55V正電壓，VC2接地，此時PIN1和PIN2處于反偏狀態，RFin-TX通道關閉，PIN3處于正偏狀態，RFin-RX通道導通，滿足接收模式的工作狀態需求。此時，PIN4也處于反偏狀態，并聯支路截止，減小對系統噪聲的影響。

在PIN1和PIN2正偏狀態下，PIN二極管兩端存在較大的導通壓降，而此時PIN二極管呈現低阻抗特性，等效為小阻抗值電阻，這會導致二極管上偏置電流過大進而燒毀元件。所以在偏置電源的電路上添加電阻R1和R2，以確保導通狀態下的PIN二極管上偏置電流不會超過最大值，起到保護二極管的作用。同理，電阻R3和R4也保護在發射模式下處于正偏狀態的PIN4不會發生熱燒毀。

PIN二極管在大功率射頻信號下的管芯溫度計算公式如下：

其中Tj是管芯溫度，Rth是管芯熱阻，Ta是環境溫度，Pdiss是管芯耗散功率，Rs是管芯結電阻，Z0是特征阻抗，PAV是輸入射頻信號平均功率。

為了提高發射通道的最大功率，對比SKY公司的SKY12207-478LF芯片最大功率50W和南京國博電子有限公司的上一代自研開關芯片最大功率100W，本文所設計的開關芯片電路提高到適用于5G射頻接收前端的120W。在發射通道的設計中，不改變發射通道的串聯結構，將單一PIN二極管改為兩個二極管PIN1和PIN2并聯；在接收通道的并連接地支路上增加接地電容，進一步提升接收通道隔離度。如圖5所示，使用PIN二極管的傳統低功率開關電路設計方法不能滿足大功率的低損耗高隔離度的設計需求。

圖5 傳統低功率開關電路原理圖

考慮到耗散功率、溫升因素，如圖5所示，由于PIN二極管PIN1、PIN2和PIN3是分別串聯在發送和接收通道上的，在大功率條件下損耗會轉化為熱能釋放，所以這幾個PIN二極管在版圖設計時都不能夠直接和基板連接，要需要進行熱設計。在大功率射頻信號下工作時，管芯溫度Tj>環境溫度Ta，擴散熱流通過管殼或基板向外釋放，若散熱速度過慢，Tj累積上升到一定程度時，則會對PIN二極管造成損害。

PIN二極管的溫升因素主要取決于二極管熱阻和整體散熱速度，二極管的熱阻又可以分為外熱阻和內熱阻。外熱阻方面主要和二極管的管殼封裝有關；內熱阻則取決于二極管管芯、外殼材料的導熱率、截面積、工藝和厚度。

在發射通道采用串聯結構時，PIN管的熱損耗較大，如圖5所示，發射通道使用傳統單一PIN二極管串聯結構，必須盡量選擇內阻小的PIN管，降低產生的熱損耗。但按照本文的電路設計，由于需要滿足發射通道的大功率需求，如圖4所示，發射通道采用PIN并聯雙二極管取代原來的單一PIN二極管，所以必須選取各方面參數更適合的PIN二極管進行連接，本文在設計時選用了WPX0074H作為發射通道PIN管。根據表1可知，該管在單位面積下具有更小的內阻，產生的熱損耗更低，同時，因為PIN管的面積更大且為兩個PIN管并聯，整體尺寸900um×450um×150um，對比使用單一更大功率的PIN管，本文的結構增大了PIN二極管區域的散熱面積，同時分散了發熱點。本文選取的PIN二極管正面為金屬層Au，背面為Au系多層金屬，可采用導電膠等粘接，進一步降低熱損耗。

表1 各PIN二極管的基本參數(IF=100mA Ta=25℃)

由表1可以見，本文設計的開關電路中選用的PIN二極管WPX0042H、WPX0059H以及WPX0074H并聯雙二極管的管芯結電阻和管芯熱阻均低于同類芯片。在采用多芯片組裝工藝（MCN）時，可以對二極管芯片直接加工，避免了管殼封裝產生額外的外熱阻，同時選用高導熱、高導電性的導電膠進行粘連，增大二極管的熱傳導能力，也減小了芯片和AlN基板之間的熱阻，增加了整個工藝的可操作性。

對比同類產品，為減小開關模塊的整體面積，本文在版圖設計中，將接收通道中的串聯二極管PIN3與PIN1、PIN2放在了同一塊AlN基板上，同時將隔直接地電容C5放大，把C5和PIN4改為疊層的形式設計，將PIN4直接粘連在電容上，這樣設計既可以降低原本連接在PIN二極管和隔直接地電容之間的間合金絲在大功率射頻狀態下產生的損耗，進一步減小插損增大隔離度，也可以幫助縮小版圖面積，提高模塊集成度。開關模塊的整體版圖尺寸從原來上一代的3.3mm×2.3mm縮小到了本文現在設計的2.7mm×1.6mm，節省了43%的版圖面積。如圖6和圖7所示。

圖6 上一代100W開關模塊產品版圖

圖7 120W開關模塊改進版圖

4 測試結果

在電流80mA，電壓VCC=5V，VC1接地，VC2=60V的測試條件下，發送模式1.9～4GHz時發射通道的插入損耗和接收通道的隔離度如圖8所示，其中包含測試電路板損耗扣除。

圖8 發送模式發射通道插損和接收通道隔離度

在電流80mA，電壓VCC=5V，VC2接地，VC1=60V，的測試條件下，接收模式1.9～4GHz時接收通道的插損和發射通道的隔離度如圖9所示。

圖9 接收模式接收通道插損和發射通道隔離度

兩種模式下的測試條件下輸入輸出端口的電壓駐波比如圖10所示。

圖10 輸入輸出電壓駐波比

開關響應時間實測方面，在測試接收通道，功率模式測試下，本文設開關電路在上升沿和下降沿的響應時間分別達到231ns和581ns，均小于1us，如圖11所示。

圖11 開關響應測試

可以看到，實測情況在1.9～4Ghz頻段內，在包含測試電路板損耗扣除的情況下，發送模式開關電路發射通道在測試板上的損耗小于0.5dB，駐波小于1.2，接收通道隔離度為43～45dB。接收模式下接收通道損耗小于1dB，駐波小于1.1，發射通道隔離度大于10dB。整體開關響應時間小于1us，對比同類產品，實現了在更大功率120W的工作頻率下，在1.9～4GHz大功率下發射模式下獲得更小的插損以及更高的隔離度，比上一代產品的插損降低0.2dB，隔離度提升3～5dB；小功率接收模式下插損降低0.1dB，提升了接收通道的接收靈敏度，完全滿足工程應用需求。

結論：本文介紹了一種大功率高集成射頻前端開關模塊，模塊在高導熱氮化鋁陶瓷基板上粘連PIN二極管構成大功率開關，并給出了改進的單刀雙擲非對稱結構式開關，克服了傳統開關無法在當前5G頻段大功率條件下工作的缺陷，實現了插損小，隔離度高，承受功率更大，尺寸更小，集成度更高等優勢，適用于目前商用5G模式下的通信標準。