基于無橋Boost PFC的軟開關電路設計

馬建成，張慶賀，李 萍，彭愛武

(1.北京信息科技大學自動化學院，北京 100192；2.中國科學院電工研究所海洋能發電與應用技術研究部，北京 100190)

傳統軟開關電路包括準諧振電路、零開關PWM 電路以及零轉換PWM 電路(圖1 所示，虛線框中為軟開關單元)。這些電路結構相對簡單，但是都只能實現開關管的軟開通，而且還先后存在著諧振電壓高增加開關管電壓應力、需增加輔助開關增加控制電路復雜度等問題[1-5]。本文結合無橋Boost PFC 電路的原理，引入了一種最小應力無源無損單元，在不增加開關管電壓應力和輔助開關只增加無源器件的情況下，還能同時實現開關管的軟開通和軟關斷。對軟開關電路和基于平均電流的PFC 控制電路進行了設計，并通過Saber 軟件進行了仿真，驗證了設計的有效性。

圖1 傳統軟開關電路

1 最小應力無源無損無橋Boost PFC 軟開關電路分析與設計

引入最小應力無源無損單元的無橋Boost PFC 軟開關電路如圖2 所示。虛線框中為最小應力無源無損單元，該單元中電容Cs1、Cs2負責提供開關管零電壓關斷條件；電感Lr1、Lr2負責提供開關管零電流開通條件，并起到限制二極管VD1、VD2的反向恢復電流的作用；Cr1、Cr2起到和Lr1、Lr2發生諧振并將能量反饋給負載的作用。

圖2 最小應力無源無損無橋Boost PFC 軟開關電路

該電路輸入電壓正半周時L1、S1、VD1、VD4組成Boost 電路，負半軸時L2、S2、VD2、VD3組成Boost 電路，正負半周工作原理類似，下面僅以正半周為例分析軟開關的工作過程。正半周時該電路的等效電路如圖3 所示，為簡化分析電路工作過程，首先作如下假設：(1)電路中各器件均為理想器件；(2)Cs1

圖3 正半周等效軟開關電路

圖4 軟開關一個周期內工作過程

t0～t1階段：此時S1處于關斷狀態，Cs1兩端電壓UCs1等于負載電壓Uo，Cr1兩端電壓UCr1等于零，Lr1上的電流ILr1等于輸入電流Iin。

t1～t2階段：t1時刻，S1導通，電感電流ILr1線性下降，到t2時電流ILr1降到零，此時VD1 關斷。這段時間的表達式為：

t2～t3階段：t2時刻，電容Cs1開始通過D2、Cr1、Lr1、S1放電，UCr1從零開始升高，電流ILr1從零往反方向增加。到t3時刻，Cs1放電完畢，UCs1=0。Cs1放電時間表達式為：

t3～t4階段：t3時刻，UCs1=0，D1導通，Lr1和Cr1發生諧振，電感電流ILr1通過D1、D2向Cr1充電，UCr1繼續升高，到t4時刻ILr1減到零，UCr1達到最大值UCr1max。這段時間等于諧振周期，表達式如下：

t4～t5階段：t4時刻，由于UCr1達到諧振峰值，D1、D2關斷，且UCr1保持在最大值UCr1max。S1處于穩定導通狀態，IS1=IL。

t5～t6階段：t5時刻，S1關斷，電源通過L1、D1向Cs1充電，UCs1從零開始上升。同時通過L1、Lr1、Cr1、D3向負載放電，Cr1通過D3放 電，UCr1下降，ILr1上升。到t6時刻，UCs1達 到 最大值，且UCs1max=Uo。

t6～t7階段：t6時刻，UCr1被鉗位到最大值。電源繼續通過L1、Lr1、Cr1、D3向負載放電，Cr1繼續通過D3放電。到t7時刻，UCr1降到零，ILr1上升到Iin。

t7～t8階段：t7時刻后，S1處于穩定關斷狀態。直到t8時刻S1導通，電路進入下一周期。

通過上面的分析可知：當開關管S1開通時，ILr1=Iin，由于電感上的電流不能突變，S1的導通電流緩慢上升，實現了零電流開通；當開關管S1關斷時，UCs1=0，S1兩端的電壓被Cs1鉗位，由于電容電壓不能突變，S1兩端的電壓從零開始緩慢上升，實現了零電壓關斷；另外在整個開關周期中，UCs1的最大值為Uo，所以該軟開關沒有增加開關管的電壓應力。

軟開關的設計原則就是在實現軟開關的條件下不影響原電路的工作。設計內容主要就是對最小應力無源無損單元中的電感、電容參數進行配置。其中電感Lr影響開通電流的上升時間，Lr越小上升時間越短，越難實現零電流開通，所以Lr不能太小；但Lr也不能太大，太大會增加電路的損耗。另外Cs影響關斷電壓的上升時間，Cs的值一般小于10 nF，Cr的值一般大于20 倍的Cs的值。

2 平均電流PFC 控制電路設計

雖然平均電流控制電路相對復雜、成本較高，但是其具有電流環增益高、瞬態特性好、總諧波失真和電磁干擾都較小以及噪聲不敏感的優點，這里采用基于平均電流的PFC 控制電路。

平均電流PFC 控制電路結構如圖6 所示。其控制過程為：輸出采樣電壓與給定電壓經過誤差放大器放大后得到的輸出信號和輸入采樣電壓信號經過乘法器運算后得到的結果值作為電流環的參考值，該參考值和實際電流采樣信號經過電流誤差放大器以及PI 調節器后，得到的平均電流誤差信號與給定的鋸齒波信號比較后，輸出PWM 控制信號。

圖6 平均電流PFC控制原理圖

3 Saber 仿真結果

本文設計了輸出功率為1 000 W 的最小應力無源無損無橋Boost PFC 軟開關變換器進行驗證。開關頻率為50 kHz，輸入的交流電壓范圍為90～260 V，輸出直流電壓為400 V，功率因數>0.95。

開關管選擇型號為IRFP462 的MOS 管，二極管全部選擇MUR3060WT；輸入電感L1、L2大小為240 μH，輸出電容C大小為50 μF；無源無損單元中電容Cs1、Cs2大小為8 nF，電容Cr1、Cr2大小為300 nF，電感Lr1、Lr2大小為60 μH。仿真電路及結果如圖7～10 所示。

圖7 軟開關無橋Boost PFC 仿真電路

4 結論

由圖8 可知，通過硬軟開關仿真結果對比，硬開關在開關管開通關斷過程中電壓電流幾乎完全重疊，軟開關在開通關斷過程中電壓電流基本沒有重疊，所以本文設計的無橋Boost PFC 軟開關電路在沒有增加開關管電壓應力的情況下實現了開關管的軟開通和軟關斷，有效降低了電路的開關損耗。由圖9 和10 可知，功率因數校正之前的輸入電流由于大量的高次諧波造成很大的無功損耗，從而使輸入電流呈尖峰脈沖狀；經過平均電流PFC 控制后輸入電流能夠很好地跟隨輸入電壓功率因數大于0.95，并且在輸入交流電壓90～260 V范圍內輸出直流電壓都能穩定在400 V，實現了功率因數校正和恒壓輸出功能。

圖8 硬、軟開關時開關管通斷過程對比

圖9 平均電流PFC 控制前后輸入電流、電壓波形