弱電網下抑制諧振頻率偏移的并網逆變器諧波諧振控制策略

楊明，楊杰，趙鐵英，鄭晨，韋延方

(1．河南理工大學 電氣工程與自動化學院，河南 焦作 454003；2．國網河南省電力公司電力科學研究院，鄭州 450052)

0 引 言

隨著光伏、風電等新能源滲透率的不斷增加，并網逆變器作為新能源分布式發電系統與電網連接的核心設備，其性能優劣對入網電能質量具有重要影響[1]。如果輸配電線路較長，區域電網中隔離變壓器又較多時，電網易呈現以“低短路比”為特征的弱電網[2-4]，其特性主要體現在電網阻抗的寬范圍變化和電網電壓中存在的背景諧波[5-8]。相關文獻研究表明：電網阻抗中的阻性分量有利于系統穩定，但是其感性分量會降低系統的開環截止頻率及其對應的相位裕度和幅值裕度，甚至因穩定裕度太低而引發入網電流諧波諧振等穩定性問題[9-10]。

近年來，較多學者從系統穩定性角度利用阻抗模型等穩定性判據給出了不同的解決方案。歸納總結主要包括：1)對并網逆變器傳統控制策略進行改進，附加補償網絡。例如：文獻[11]通過在電網電壓前饋通道串聯相角補償環節，實現并網逆變器的相角主動補償控制，但是所提補償環節中含有微分項，難以在實際工程中直接實現。文獻[12]提出了一種基于相位補償和虛擬阻抗優化的逆變器改進控制策略，能夠實現對阻尼特性的獨立控制，但是控制結構略顯復雜。2)不改變并網逆變器自身控制策略，在并網公共點(point of common coupling，PCC)附加硬件裝置重塑逆變器自身阻抗特性，但是附加硬件裝置會額外增加成本和功率損耗，降低了系統可靠性。例如：文獻[13-14]提出在PCC并聯有源阻尼裝置，將其控制為阻性來增強系統對電網阻抗的適應性；文獻[15]提出在PCC并聯RC支路的電網阻抗調節方法，使調整后的電網阻抗與并網逆變器的輸出阻抗始終滿足基于阻抗的穩定性判據。3)實時檢測電網阻抗，對并網逆變器進行自適應控制。例如：文獻[16]通過對并網逆變器傳統阻抗模型進行重塑，并借助電網阻抗檢測算法來提高系統在弱電網下的穩態和動態性能，但是當電網阻抗發生突變時，系統可能無法快速準確的進行實時調整；文獻[17]在并網逆變器阻抗模型基礎上提出了一種基于并網電流微分和電網電壓微分的串、并聯復合阻抗校正方法，但是微分環節較難實現，且控制算法也較為復雜。

然而，弱電網下LCL濾波器諧振頻率偏移是造成系統穩定性下降和入網電流質量惡化的主要原因，針對通過抑制濾波器諧振頻率偏移來提高并網逆變器適應性的解決方案尚未被充分研究。鑒于此，本文以LCL濾波單相并網逆變器為研究對象，首先分析弱電網下系統諧波諧振產生機理，解釋系統穩定裕度與濾波器諧振偏移之間的關系。其次，通過研究濾波器最小諧振頻率偏移條件以及最小諧振頻率偏移對電流控制器的影響，提出一種弱電網下抑制濾波器諧振頻率偏移的并網逆變器諧波諧振控制策略，并給出詳細的實現過程和參數設計方法。最后，通過仿真和實驗對所提控制策略的有效性進行驗證。

1 弱電網下系統諧波諧振產生機理分析

1.1 LCL濾波并網逆變器雙閉環控制模型

對于LCL濾波并網逆變器，傳統基于電容電流有源阻尼控制的結構框圖如圖1所示。圖1中，L1、C1、L2構成LCL濾波器；Zg為電網阻抗(由于Zg中的阻性分量有利于系統穩定，后續僅以電感Lg為例進行分析)；udc、ur、uPCC、ug分別為直流側母線電壓、逆變側輸出電壓、并網點(point of common coupling，PCC)電壓和電網電壓；i1、ic、i2分別為逆變側輸出電流、電容電流和并網側輸出電流；θ為鎖相環PLL檢測出的并網點電壓uPCC相位角；iref為入網電流給定參考值；Gf為電網電壓比例前饋環節；Gc(s)為電流控制器；H(s)為電容電流有源阻尼因子。

圖1 并網逆變器控制結構示意圖Fig.1 Grid-connected inverter and its control structure

以并網側輸出電流i2反饋的雙閉環控制結構為例，此時系統控制框圖如圖2所示。

圖2 系統雙閉環控制框圖Fig.2 System double closed loop control block diagram

圖中kpwm為單相逆變橋等效比例增益，且有kpwm≈udc(三角載波峰值為1時)。此外，電網電壓比例前饋環節Gf≈1/kpwm。

電流控制器Gc(s)采用準PR控制器，其傳遞函數為

(1)

式中：kp為比例系數；kr為諧振系數；ωr為控制器帶寬；ω0為基波角頻率。

當并網逆變器采用數字控制時，系統存在由數字計算、采樣開關以及零階保持器引入的延時，其等效傳遞函數為

(2)

式中Ts為系統采樣周期。

需要解釋的是，主要考慮系統開環截止頻率fc附近的穩定裕度提升與電網背景諧波諧振抑制問題。此外，式(2)成立的條件是系統開環截止頻率遠小于奈奎斯特頻率，而且相關文獻也詳細闡述并證明了一階慣性環節在描述實際的數字控制延時下，其在中低頻段具有較高的準確性[18]。

根據圖2可得系統開環傳遞函數To(s)的表達式為

To(s)=

(3)

式中:LT=L2+Lg；Ff(s)=skpwmGd(s)GfLg。

1.2 系統諧波諧振產生機理

暫不考慮電網阻抗影響時(Lg=0 mH)，對圖2所示雙閉環控制框圖進行等效變換，可得并網側輸出電流為

(4)

式中:TA(s)=G1(s)G2(s)，亦即Lg=0 mH時的系統開環傳遞函數，且有G1(s)=[Gc(s)Gd(s)kpwm]/[s2L1C1+sGd(s)kpwmH(s)C1+1]，G2(s)=[s2L1C1+sGd(s)kpwmH(s)C1+1]/[s3L1L2C1+s2Gd(s)kpwmH(s)L2C1+s(L1+L2)]。

此外，Is(s)表示并網逆變器的等效輸出電流源，形式上等效于不考慮電網阻抗影響時的系統閉環傳遞函數。Zout(s)則為并網逆變器的等效輸出阻抗，且有

(5)

由式(4)可以繪制并網逆變器的等效阻抗模型如圖3所示。

圖3 并網逆變器等效阻抗模型Fig.3 Equivalent impedance model

從Is(s)角度和電網角度看，Zout(s)與Zg(s)分別為并聯和串聯狀態。由于Is(s)等效為基波電流源且始終穩定，因此Zout(s)與Zg(s)不會發生所謂的并聯諧振。對于電網而言，當ug(s)中含有諧波分量且恰好滿足Zout(jωc)+Zg(jωc)=0時，入網電流i2(s)中將產生并放大ug(s)位于ωc頻段附近的諧波分量，即所謂的諧波諧振。

當Zout(jωc)+Zg(jωc)=0時，即

(6)

將前述TA(s)、G1(s)、G2(s)的表達式代入上式，可以推導出如下結果：

(7)

上式亦即系統的開環傳遞函數To(jωc)=-1，由奈奎斯特穩定判據可知，此時系統處于臨界穩定狀態，其在開環截止角頻率ωc處對應的相位裕度PM和幅值裕度GM分別等于0°和0 dB。因此，系統諧波諧振是由與其穩定性等價的系統穩定裕度降低至零引發的。即使相位裕度大于0°，但是距離0°很近時，系統對開環截止角頻率ωc附近的電網電壓諧波分量也具有很強的放大作用。

1.3 系統穩定裕度與濾波器諧振偏移之間的關系

為便于后續問題分析，設單相并網逆變器的技術參數分別為：額定輸出功率Pout=5 kW、直流側母線電壓udc=500 V、電網電壓有效值ugrms=220 V、電網基波頻率f0=50 Hz、開關頻率fsw=15 kHz。依據相關設計準則給出了如表1所示的模型參數[19-21]。

表1 模型參數Table 1 Parameters of the model

此外，電網強弱可根據短路容量比(short circuit ratio,SCR)來評價，當SCR<10時，稱為弱電網。以SCR=3的極弱電網為例，此時Lgmax≈10 mH[22]。圖4給出了Lg變化時系統開環傳遞函數伯德圖。

由圖4可知，當Lg=0 mH時，系統在開環截止頻率fc=896 Hz處的相位裕度和幅值裕度分別為47.6°和9.67 dB，均滿足工程設計要求。但是隨著Lg的增加，反映系統動態性能的穩定裕度逐漸降低，當Lg=6 mH時，系統已接近臨界穩定狀態。

圖4 Lg變化時To(s)的伯德圖Fig.4 Bode diagram of To(s)when Lg changes

另一方面，對圖2進行等效變換可得圖5所示的電流環等效控制框圖。

圖5 電流環等效控制框圖Fig.5 Control block diagram of the current loop

由圖5可知，電流環等效控制框圖由準PR電流控制器Gc(s)、數字控制延時Gd(s)、逆變橋等效比例增益kpwm和GLCL(s)環節組成。對比式(3)和圖5可以看出，GLCL(s)環節等效為系統開環傳遞函數To(s)分母部分的倒數。

由于逆變橋等效比例增益kpwm環節對系統穩定裕度降低的貢獻為零，Gd(s)延遲環節對系統中低頻段穩定裕度的影響亦可以忽略。因此，電網阻抗變化時，系統穩定裕度主要受Gc(s)環節和GLCL(s)環節的影響，以系統在開環截止頻率fc處的相位裕度PM為例，有

PM=180°+∠[Gc(j2πfc)]+

∠[GLCL(j2πfc)]。

(8)

為探究穩定裕度下降機理，圖6給出了Gc(s)環節和GLCL(s)環節的頻率特性。圖中，α和γ表示電網阻抗增加時系統開環截止頻率fc在Gc(s)環節和GLCL(s)環節對應位置處各自的相位。分析圖6可以看出：

1)隨著Lg的增加，GLCL(s)環節的幅頻特性逐漸降低，造成系統開環截止頻率fc逐漸左移。在系統開環截止頻率fc=300～1 000 Hz常見范圍內，Gc(s)環節和GLCL(s)環節均會對降低系統的相位裕度，但是GLCL(s)環節的影響遠高于Gc(s)，Gc(s)的影響主要體現在100～300 Hz低頻范圍內。

2)對于Gc(s)環節，如果降低諧振系數kr，其在中頻段的相頻特性會上移，但是基頻處的幅值增益卻會急劇降低(如圖6(b)中虛線所示)。傳統準PR電流控制器在中頻段的相頻特性和基頻處的幅值增益存在不可調和的矛盾。

圖6 Gc(s)和GLCL(s)環節伯德圖Fig.6 Bode diagram of Gc(s)and GLCL(s)

3)對于GLCL(s)環節，其相頻特性逐漸降低主要受LCL濾波器阻尼后潛在諧振頻率fres的影響。當引入電網電壓比例前饋控制后，令GLCL(s)環節s2項中有源阻尼因子H(s)=0，可以推導出LCL濾波器諧振頻率fres與電網阻抗Lg之間的關系為

(9)

圖6(a)中fres1和fres2分別表示Lg=0 mH和Lg=Lgmax時的諧振頻率，Δf=fres1-fres2則為諧振頻率偏移量。由圖6(a)可以看出，在LCL濾波器諧振頻率fres附近，GLCL(s)環節中的相頻特性從-90°快速下降到-270°。隨著Lg的增加，諧振頻率fres逐漸向左偏移，系統開環截止頻率fc及其對應的GLCL(s)環節相位亦逐漸減小，進而導致系統的穩定裕度逐漸降低。

2 弱電網下抑制LCL濾波器諧振頻率偏移控制策略

2.1 最小諧振頻率偏移設計分析

由前述分析可知，LCL濾波器潛在諧振頻率fres偏移對系統在弱電網下的穩定性具有重要影響。由式(9)可知，fres是關于電網阻抗Lg的減函數，為使諧振頻率fres偏移最小，初始諧振頻率fres1需優化設計。當L1+L2和C1取值一定時，有：

(10)

式中β為比值系數。

求取初始諧振頻率fres1關于比值系數β的導數，即有

(11)

根據式(10)可知，當β=1時(亦即L1=L2)，LCL濾波器的初始諧振頻率最小。此時，濾波器具有最小諧振頻率偏移量，且其表達式為

(12)

保持總電感L值一定，改變濾波器電感L1和L2的取值，有如下情況：

1)按表1所示模型參數。此時，初始諧振頻率fres1=1 820 Hz，終值諧振頻率fres2=433 Hz，諧振頻率偏移量Δf1=1 387 Hz，GLCL(s)環節頻率特性如圖7虛線所示。

2)按比值系數β=1，即L1=L2=2 mH時。此時，初始諧振頻率fres1=1 300 Hz，終值諧振頻率fres2=530 Hz，諧振頻率偏移量Δf2=770 Hz，GLCL(s)環節頻率特性如圖7實線所示。

根據圖7可以看出，當比值系數β=1時，濾波器具有最小諧振頻率偏移量，GLCL(s)環節對系統相位裕度的影響將大幅度降低。

圖7 Lg變化時GLCL(s)環節伯德圖Fig.7 Bode diagram of GLCL(s)when Lg changes

2.2 最小諧振頻率偏移對電流控制器的影響

為保證系統具有良好的穩態和動態性能，通常要求開環系統的基頻增益Tfo≥75 dB，且相位裕度PM≥45°，幅值裕度GM≥3 dB[23]。

由于延時環節Gd(s)在基頻處的增益為Gd(jω0)=0 dB，根據式(3)可得系統在基頻處增益為

Tfo≈|Gc(jω0)|dB+|kpwmGLCL(jω0)|dB。

(13)

對該式進行數學計算，可以求得電流控制器Gc(s)中的諧振系數需滿足kr≥14。

根據式(8)相位裕度表達式，圖8給出了不同比例系數kp條件下，相位裕度PM與諧振系數kr關系曲線。由圖8陰影部分可知，系統滿足相位裕度要求的條件為：比例系數kp≥0.028 2，諧振系數kr≤2.35。

圖8 相位裕度PM與諧振系數kr的關系曲線Fig.8 Relationship curve between PM and kr

結合前述最小諧振頻率偏移設計，令電流控制器Gc(s)中的比例系數kp=0.028 2，圖9給出了諧振系數kr=15和kr=1時的系統開環伯德圖。由圖9可以看出，當諧振系數kr=15時，開環系統的基頻增益Tfo=75.5 dB，此時系統不穩定；當諧振系數kr=1時，開環系統的基頻增益Tfo=44.1 dB，相位裕度和幅值裕度分別為PM=50°和GM=9.9 dB。

圖9 不同諧振系數kr下系統開環伯德圖Fig.9 System open-loop Bode diagram under differentresonance coefficients kr

上述分析可知：準PR電流控制器中的比例系數kp和諧振系數kr互為約束，在最小諧振頻率偏移條件下進行系統設計時，fres1制約了電流控制器的參數設計，其根源在于濾波器諧振頻率過低時，會造成系統開環截止頻率fc過分靠近fres，進而導致系統幅值誤差和穩定裕度無法同時滿足。

2.3 抑制諧振頻率偏移設計方案

為使LCL濾波器的諧振頻率遠高于系統開環截止頻率，在最小諧振頻率偏移設計基礎上，給出了一種基于比例積分有源阻尼的系統設計方案，此時電容電流有源阻尼因子為

(14)

式中km和ki分別為有源阻尼比例系數和積分系數。

將式(14)代入式(3)的系統開環傳遞函數To(s)有

(15)

采用比例積分有源阻尼后，根據式(15)可知，濾波器仍等效為三階系統。其中km可根據傳統二階諧振環節的阻尼系數求取準則進行設計，求得km表達式為

(16)

式中ξ表示自然阻尼系數，一般取0.707。

此時，GLCL(s)環節仍等效為系統開環傳遞函數分母部分的倒數，諧振頻率fres與電網電感的關系則演變為

(17)

由于L1=L2，濾波器諧振頻率偏移量則為

(18)

式中α=(1+Lgmax/L1)-1。

根據式(18)可知，在比例積分有源阻尼條件下，諧振頻率偏移量Δf僅與積分系數ki有關。當ki→∞時，諧振頻率偏移量Δf≈0，此時濾波器初始諧振頻率fres1則為無窮大。

此外，對LCL濾波器參數進行設計時，一般應避免諧振頻率fres出現在控制帶寬或開關頻率附近，所以對fres有如下要求：

(19)

圖10給出了濾波器諧振頻率fres與積分系數ki的關系曲線。由圖10可以看出，當積分系數ki增大時，諧振頻率fres1和fres2均是關于ki的增函數。此外，隨著積分系數ki增大，近似有fres1=fres2成立。

圖10 諧振頻率fres與積分系數ki的關系曲線Fig.10 Relationship curve between fres and ki

另一方面，式(20)和式(21)分別給出了在原始控制策略和所提抑制諧振頻率偏移控制策略下濾波器諧振頻率fres對電網電感Lg的求導關系式：

(20)

(21)

對比式(20)和式(21)可以看出，采用所提比例積分有源阻尼控制策略后，若積分系數ki取值較大，則有(L1+Lg)kpwmkiC1遠大于2L1，諧振頻率fres相對于電網電感Lg的變化率明顯降低，此時電網阻抗對濾波器諧振頻率偏移的影響可忽略不計。

選取積分系數ki=2 000，代入式(16)可得阻尼系數km=0.14。在該取值條件下，圖11分別給出了采用原始控制策略和所提控制策略下濾波器諧振頻率fres與電網阻抗Lg的關系曲線。

圖11 諧振頻率fres與電網阻抗Lg的關系曲線Fig.11 Relationship curve between fres and Lg

根據圖11可以看出，采用所提控制策略后，濾波器諧振頻率的偏移近似為一直線，將前述阻尼系數km=0.14和積分系數ki=2 000代入式(18)亦可計算出此時諧振頻率偏移量僅為Δf=190 Hz。所提控制策略有效抑制了電網阻抗寬范圍變化時諧振頻率偏移對系統穩定裕度的影響。

2.4 所提方案穩定性分析

相關技術參數保持不變，按上述分析與設計思路，給出了如表2所示的模型參數。

表2 模型參數Table 2 Parameters of the model

圖12為所提控制策略下GLCL(s)環節和開環系統的頻率特性。從圖12可以看出，當電網阻抗Lg=0 mH時，系統具有54°的相位裕度，隨著電網阻抗增大至Lgmax，系統仍然具有40.4°的相位裕度，并且幅值裕度隨著Lg的增加而變大，并網逆變器對弱電網下電網阻抗的適應能力顯著增強。

圖12 所提控制策略下GLCL(s)環節和T1(s)的伯德圖Fig.12 Bode diagram of GLCL(s)and T1(s)under the proposed control strategy

3 系統魯棒性分析

由2.4小節分析可知，所提控制策略對弱電網下電網阻抗的寬范圍變化具有較強的適應能力。電網背景諧波的影響可通過并網逆變器的等效阻抗模型進行分析。令Lg=0 mH，將式(14)和式(15)代入式(5)，可得所提控制策略下逆變器等效輸出阻抗為：

(22)

式中：令Gf=0，則為無電網電壓比例前饋環節時的逆變器等效輸出阻抗。

此外，并網點電壓uPCC(s)=ug(s)+Zg(s)i2(s)，將其代入式(4)可以推導出弱電網下并網側輸出電流i2(s)的表達式為

(23)

根據經典控制理論可知，基于阻抗模型的穩定判據可以利用Zg(s)/Zout(s)的奈奎斯特曲線進行表征。由于電網阻抗Zg(s)的相頻特性在全頻段內均為90°，因此利用阻抗模型來表征系統相位裕度的表達式為

PM=180°-[∠Zg(jωx)-∠Zout(jωx)]=

90°+∠Zout(jωx)。

(24)

式中ωx表示電網阻抗Zg(s)與逆變器等效輸出阻抗Zout(s)的交截角頻率。

圖13分別給出了原始控制策略和所提控制策略下逆變器等效輸出阻抗的頻率特性。由圖13可以看出：

圖13 逆變器等效輸出阻抗頻率特性Fig.13 Frequency characteristic of inverter equivalent output impedance

1)引入電網電壓比例前饋Gf后，原始控制策略的等效輸出阻抗在中頻段增益明顯提高，系統對電網電壓背景諧波的抑制能力顯著增強，但是其相頻特性卻向下偏移，造成系統相位裕度較低，易引發入網電流諧波諧振。

2)對于所提控制策略，引入Gf前后，逆變器的等效輸出阻抗并無明顯變化，且在SCR=3的極弱電網下，系統仍具有超過38°的相位裕度。

3)在中高頻段，未引入電網電壓比例前饋時，所提控制策略的等效阻抗增益均高于原始控制策略；考慮Gf后，在中頻段內所提控制策略的等效阻抗增益與原始控制策略近似相等，且在高頻段的增益明顯高于后者，極大增強了系統對電網背景諧波及高次開關諧波的抑制能力。

4 仿真與實驗驗證

4.1 仿真驗證

為驗證所提控制策略的有效性，搭建了如圖1所示的單相LCL型并網逆變器仿真模型，系統相關技術參數和模型參數如前所示。此外，為驗證所提控制策略同時對電網背景諧波的抑制能力，分別在電網電壓中注入3%的5次、7次、11次和13次背景諧波。

當電網阻抗Lg=6 mH時，設計系統在0.4 s時引入電網電壓比例前饋環節，圖14分別給出了引入Gf環節前后，并網逆變器在原始控制策略下的入網電流波形對比。由圖14可以看出，引入Gf環節后，逆變器發生諧波諧振，入網電流質量降低。

圖14 原始控制策略下引入Gf前后電流i2波形對比Fig.14 Waveform comparison of current i2 before and after introducing Gf

進一步模擬時變的弱電網特性，分別取電網阻抗Lg=6、8、10 mH，即電網電感在0.37 s之前保持為6 mH，0.37 s時Lg由6 mH增加至8 mH，在 0.44 s時Lg進一步增大至10 mH。以系統未引入Gf環節為例，圖15給出了所提控制策略在不同電網阻抗條件下的入網電流波形及其THD頻譜圖。

圖15 所提控制策略下的入網電流及其THD頻譜圖Fig.15 WBGrid current and THD spectrogram under the proposed control strategy

由圖15可以看出，采用所提控制策略時，系統在SCR=3的極弱電網下，仍具有良好的控制性能。當電網阻抗分別為Lg=6、8和10 mH時，基波幅值跟蹤誤差均小于0.31%，波形總畸變率分別為THD=3.53%、3.20%、2.88%，均滿足并網要求。此外，所提控制策略在有無Gf環節下的逆變器等效輸出阻抗頻率特性近似重合，控制效果近乎相同。因此，所提控制策略無需引入電網電壓比例前饋環節，即可使并網逆變器在不同的動態電網條件下均具有良好的諧波諧振抑制效果。

4.2 實驗驗證

為進一步驗證上述理論分析的有效性，在實驗室搭建了如前述技術參數所示的單相并網逆變器實驗臺架。實驗過程中，直流側輸入電源采用AGP1010實現，功率開關管和驅動電路分別采用CREE公司的CCS050M12CM2和CGD15FB45P實現，并網電壓、電流等采用電壓電流采集模塊單獨進行檢測，控制系統采用加拿大Opal-RT Technologies公司推出的RT-LAB。對于弱電網，通過在并網耦合端和電網之間串聯電感來近似模擬其電網阻抗。

圖16為電網阻抗Lg=6 mH時原始控制策略下的實驗波形。其中，圖16(a)為無Gf環節下的入網電流穩態波形，圖16(b)為引入Gf環節下的入網電流穩態波形。

圖16 原始控制策略下入網電流波形對比Fig.16 Comparison of grid currents based on the original scheme

從圖16可以看出，在相同的電網阻抗條件時，電網電壓比例前饋控制在弱電網下系統穩定裕度較低，系統引入Gf環節更易引發入網電流諧波諧振，惡化電能質量。

圖17為電網阻抗Lg=6、8、10 mH時所提控制策略下的實驗波形。從圖17可以看出，在極弱電網Lg=10 mH條件下，并網逆變器亦能實現穩定運行，且入網電流波形良好。

圖17 所提控制策略下入網電流波形對比Fig.17 Comparison of grid currents based on the proposed scheme

此外，表3給出了不同工況條件時并網逆變器的入網電流總諧波畸變率。可見，當逆變器采用所提控制策略進行并網運行時，入網電流在極弱電網下(SCR=3)仍滿足并網要求，很好驗證了所提控制策略有效性。

表3 不同工況下兩種控制策略的并網電流THDTable 3 THD of grid-connected current for two control strategies under different operating conditions

5 結 論

本文針對高電網阻抗條件下并網逆變器易引發入網電流諧波諧振問題，提出了一種抑制諧振頻率偏移的控制方法。對比弱電網下并網逆變器原始控制策略和所提控制策略，得出如下結論：

1)對于LCL型并網逆變器在高電網阻抗接入條件下，濾波器諧振頻率偏移是造成系統低穩定性的主要原因。本文給出了濾波器最小諧振頻率偏移參數設計以及在最小諧振頻率偏移條件下系統外環電流控制器的影響分析。

2)提出了抑制諧振頻率偏移的并網逆變器諧波諧振控制策略。在最小諧振頻率偏移條件下采用所提控制策略可使濾波器諧振頻率在電網阻抗寬范圍變化時具有微小偏移，減弱了濾波器諧振頻率偏移對系統性能影響，系統的穩定裕度得到提高。

3)通過建立互聯系統的等效阻抗模型，在引入電網電壓比例前饋前后，所提方案下逆變器的等效輸出阻抗增益無明顯變化，且高于傳統控制策略的阻抗增益，系統魯棒性得到保證。