基于DJS的射頻噪聲干擾信號產生方法及其特性分析
2021-09-01 09:32:52邱麗原孫偉超張潤萍
海軍航空大學學報 2021年1期
邱麗原，孫偉超，張潤萍
（海軍航空大學，山東煙臺 264001）
數字干擾合成（Digital Jamming Synthesis，DJS）是近年來發展起來的1 種雷達干擾技術。DJS 不僅可以產生任意形式的干擾信號波形，而且還可以快速合成多路干擾信號，具有很高的靈活性和對復雜電磁環境的適應性。其正逐漸成為現代干擾機的1種主要干擾技術，應用越來越廣泛。目前，DJS技術在我國尚處于初步研究階段。
射頻噪聲干擾具有最佳遮蓋干擾波形，被廣泛應用于雷達對抗中。研究基于DJS 產生射頻噪聲干擾信號的方法及其相關特性是現代干擾技術發展的需要，也是基于DJS 產生其他更高效干擾樣式（例如靈巧噪聲干擾）的基礎。目前，基于DJS 產生射頻噪聲干擾信號有2 種典型方法：一種是從存儲器中順序地讀出基帶射頻噪聲干擾信號的波形數據（以下簡稱噪聲數據），這種方法被稱為順序讀取法；另一種是采用偽隨機序列作為地址碼，隨機地從存儲器中讀出噪聲數據，這種方法被稱為偽隨機讀取法?，F有文獻雖然對這2種方法均進行了描述，但都不夠全面或準確，例如：文獻[7]雖然采用了偽隨機讀取法產生射頻噪聲干擾信號，但對存儲器中的噪聲數據和偽隨機碼的特性都沒有進行描述；文獻[8]只提到了可以采用m序列作為地址碼讀取噪聲數據，但對如何實施卻沒有進行具體描述，其論文中也沒有采用這種方法；文獻[9-10]片面地認為偽隨機讀取法優于順序讀取法?？梢哉f，現有文獻對順序讀取法和偽隨機讀取法的許多具體的、深層次的問題都沒有進行描述和思考，更談不上解決。本文在全面、準確地描述上述2 種方法的基礎上：給出了偽隨機讀取法的具體實施方案；從帶寬調諧、遮蓋性能以及硬件實現系統的復雜度等方面對2種方法的性能進行了分析和比較；給出了偽隨機讀取法的帶寬調諧方法和1種延長干擾信號周期的解決方案；通過仿真驗證了2 種方法的可行性和各自的性能特點。
1 基于DJS產生射頻噪聲干擾信號
1.1 DJS基本原理
DJS的原理框圖如圖1所示：
圖1 DJS原理框圖Fig.1 Principle block diagram of DJS
DJS的工作過程：首先，干擾判決管理單元針對需要干擾的各個雷達輻射源，產生所需干擾信號的種類K
，以及每1 種干擾信號的調制樣式和調制參數；接著，數字干擾波形合成單元按照上述要求，產生相應的K
種基帶干擾信號波形數據；然后，讀出數據形成數字基帶干擾信號，并將各路數字基帶干擾信號進行合成，合成信號通過數字上變頻（DUC）后再通過數模轉換器（DAC），成為具有一定非零載頻的模擬基帶干擾信號；最后，模擬基帶干擾信號經過變頻、濾波、放大，成為大功率的射頻干擾信號。在理想情況下，DJS輸出的每1區干擾信號都是對該區內威脅雷達信號的最佳干擾。
1.2 順序讀取法產生射頻噪聲干擾信號
順序讀取法產生射頻噪聲干擾信號的原理，如圖2所示。
圖2 順序讀取法產生射頻噪聲干擾信號原理框圖Fig.2 Principle block diagram of generating RF noise jamming by sequential reading
圖2 中，正交基帶射頻噪聲干擾信號波形數據存儲器（以下簡稱存儲器）中存儲的是零中頻限帶正態分布白噪聲的采樣數據，這些數據是用正態分布白噪聲經過濾波后得到的，滿足譜寬和譜型的要求，且實部和虛部分別存儲。產生干擾信號時，將存儲器中的數據按照存儲順序依次讀出。數據讀出、DUC以及DAC 的時鐘頻率相同，都為f
。之后的工作過程同DJS基本原理，此處不再贅述。設存儲器容量為L
，則輸出干擾信號的周期為：
T
為干擾信號的周期；f
為時鐘頻率。1.3 偽隨機讀取法產生射頻噪聲干擾信號
偽隨機讀取法產生射頻噪聲干擾信號的原理，如圖3所示。
圖3 偽隨機讀取法產生射頻噪聲干擾信號原理框圖Fig.3 Principle block diagram of generating RF noise jamming by pseudo-random reading
圖3 中，存儲器中存儲的是零中頻正態分布白噪聲的采樣數據，讀出時采用偽隨機地址碼讀出，偽隨機地址碼發生器、DUC 以及DAC 的時鐘頻率都為f
。之后的工作過程同DJS基本原理。產生偽隨機地址碼即產生偽隨機序列。偽隨機序列有很多種，如：m 序列、M 序列、Legendre 序列、Hall 序列等。不同的偽隨機序列因性質不同，故應用場合也不盡相同。就產生射頻噪聲干擾信號而言，m序列周期最長，具有很好的偽隨機性質，且產生方法簡單，最適合用作地址碼。所以文中采用m 序列作為偽隨機地址碼。
設存儲器的容量為L
，k
為構成m序列產生器的移位寄存器的級數，則m 序列的周期為2，令L ＜
2。具體的硬件實現過程中，當m序列產生的地址碼N
大于L
時，取地址碼為N
modL
，這樣可以使干擾信號周期達到文獻[11]中所述的：
2 2種干擾信號產生方法的性能比較
2.1 干擾信號的帶寬調諧性能分析
干擾信號的帶寬調諧是DJS 技術的1 個重要方面[17]。
對于順序讀取法，存儲器中存放的是具有一定帶寬的噪聲數據，通過調整數據讀出地址增量或者數據讀出時鐘頻率可以控制存儲器輸出的干擾信號帶寬，如式（4）所示：
ΔA
為數據讀出地址增量；f
為數據讀出時鐘頻率，是f
的整數倍；Δω
是當ΔA
=1、f
=f
時的干擾信號帶寬；Δω
是當地址增量為ΔA
、時鐘頻率為f
時的干擾信號帶寬。改變ΔA
或f
，可以改變干擾信號帶寬，但都將進一步縮短干擾信號的周期。對于偽隨機讀取法，干擾信號的自相關函數為：
R
(τ
)為干擾信號的自相關函數；τ
為干擾信號的時移差；σ
為干擾信號的標準差；T
=1/f
，為時鐘周期。從式（5）的自相關函數可以得到功率譜為：
P
(f
)為干擾信號的功率譜；f
為干擾信號頻率。自相關函數和功率譜的圖形，如圖4所示。
圖4 偽隨機讀取法干擾信號的自相關函數與功率譜Fig.4 Autocorrelation function and power spectrum of the jamming signal generated by the pseudo-random reading method
從圖4 中可以看到，干擾信號帶寬即2 倍的時鐘頻率，可以通過調整時鐘頻率來調整干擾信號帶寬。
根據式（5），從存儲器讀出噪聲數據時，如果將同一數據連續讀出n
次（n
為大于1 的整數），則干擾信號的自相關函數變為：
f
時，帶寬為f
n
?？梢姡?p>f外，調整n
也可以控制干擾信號的帶寬。具體的硬件實現方法是：對時鐘頻率f
進行n
倍分頻，用分頻后的時鐘頻率控制偽地址碼產生器和DUC，DAC 的控制時鐘仍為f
。2.2 干擾信號的概率分布與遮蓋效果分析
正態分布噪聲具有最大熵，是遮蓋性干擾的最佳干擾波形。非正態分布噪聲的遮蓋效果則需要考慮其質量因素，質量因素的數值越小，遮蓋效果越差。
當輸入噪聲為正態分布時，窄帶線性系統的輸出也為正態分布。因此，正態分布白噪聲經過濾波后得到的限帶白噪聲仍然服從正態分布。這個限帶白噪聲被存入順序讀取法的存儲器中，則順序讀取法產生的干擾信號仍然服從正態分布，具有最佳遮蓋干擾波形。
對于偽隨機讀取法，存儲器中的正態分布白噪聲數據與m序列地址碼是相互獨立的隨機變量，分別用X
和Y
表示，概率密度函數分別為f
(x
)、f
(y
)，則讀出后的數據為二維隨機變量(X,Y
)，概率密度為：
m序列服從均勻分布，概率密度函數為：
k
為構成m序列產生器的移位寄存器的級數，則
X,Y
)與X
同分布，都服從正態分布，即通過偽隨機讀取法產生的干擾信號也具有最佳遮蓋干擾波形。2.3 干擾信號的周期性與硬件實現系統的復雜度分析
順序讀取法產生干擾信號的周期，如式（2）所示；偽隨機讀取法產生干擾信號的周期，如式（3）所示。要達到相同的干擾信號周期，前者需要的存儲器容量往往要大于后者，但后者增加了m 序列產生器，不僅復雜而且耗時，所以需要對2 種方法硬件實現系統復雜度的優劣進行具體的分析。根據文獻[12]，DJS 產生干擾信號周期的最低要求是大于雷達的脈沖重復周期，最苛刻的要求是大于數倍的天線掃描周期。下面以這2種情況為例，分別進行討論。
2.3.1干擾信號周期大于等于雷達的脈沖重復周期
以低重頻雷達為例，假設雷達的脈沖重復周期為2 ms，信號帶寬為10 MHz，時鐘頻率為20 MHz，則要使干擾信號周期大于等于雷達的脈沖重復周期，對于順序讀取法，存儲器需要存儲的數據量為：
這樣的容量要求很容易滿足，無須采用偽隨機讀取法。
2.3.2干擾信號周期大于等于數倍的天線掃描周期
以岸基搜索雷達為例，假設天線掃描周期為10 s，信號帶寬為10 MHz，時鐘頻率為20 MHz，則要使干擾信號周期大于等于1 倍的雷達天線掃描周期，對于順序讀取法，存儲器需要存儲的數據量為：
大容量的存儲器價格高昂。而對于偽隨機讀取法，要達到上述干擾信號周期，構成m 序列產生器的移位寄存器需要達到28級。
可見，當需要的干擾信號周期長到一定程度時，2種方法的硬件實現系統都很復雜。容易想到的解決辦法是進一步延長干擾信號周期。下面給出1種偽隨機讀取法延長干擾信號周期的解決方案。
設存儲器的容量為L
，m 序列的周期為T
，L
、T
為正整數，且L ＞T
。讀取噪聲數據時，首先從存儲器的第1 個數據開始，采用m 序列地址碼讀取數據(x
,x
,…,x
)，經過1 個m 序列周期后，再采用同樣的方式讀取數據(x
,x
,…,x
)，依此類推，直到最后一次讀取數據(x
-,x
-,…,x
)，這樣干擾信號的周期可以達到L
·T
。仍以前面提到的岸基搜索雷達為例，假設存儲器容量為1 MB，則對于延長干擾信號周期的偽隨機讀取法，產生m序列只需要8級移位寄存器，大大降低了硬件實現系統的復雜度。
3 2種干擾信號產生方法的仿真結果及其性能分析
下面分別對順序讀取法和偽隨機讀取法產生射頻噪聲干擾信號進行仿真。由于本文中只關心零中頻數字基帶干擾信號（以下簡稱干擾信號）的產生和性能，所以以下仿真只涉及DUC之前。干擾信號周期的長短比較可由自相關峰值數得到，自相關峰值數表示了數據讀出時存儲器中數據重復的次數，自相關峰值數越多，數據讀出時存儲器中數據重復的次數就越多，干擾信號周期則越短。
3.1 順序讀取法產生射頻噪聲干擾信號的仿真結果
仿真中設置：低通濾波器的通帶截止頻率為1 MHz ，阻帶截止頻率為1.6 MHz ；存儲器容量為1 MB，產生干擾信號時長為0.2 s，地址增量ΔA
為1，時鐘頻率f
為20 MHz。噪聲數據的仿真結果，如圖5所示，該數據由正態分布白噪聲經過低通濾波器后得到，可以看到其仍然服從正態分布；干擾信號的仿真結果，如圖6 所示，干擾信號帶寬與噪聲數據帶寬相同，自相關值有多個峰值，說明讀出噪聲數據產生干擾信號時，噪聲數據被多次重復讀出。
圖5 噪聲數據、概率密度、頻譜和自相關值Fig.5 Data，probability density，spectrum and autocorrelation value of noise
圖6 當ΔA=1, fck=20 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關值Fig.6 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when ΔA=1,fck=20 MHz
調整地址增量為ΔA
=2，時鐘頻率f
不變，干擾信號的仿真結果，如圖7 所示。可以看到頻譜展寬為原來的2倍，信號周期變為原來的1/2。
圖7 當ΔA=2,fck=20 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關值Fig.7 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when ΔA=2,fck=20 MHz
調整時鐘頻率f
為40 MHz，地址增量ΔA
仍為1，干擾信號的仿真結果，如圖8 所示?？梢钥吹筋l譜展寬為原來的2倍，信號周期變為原來的1/2。
圖8 當ΔA=1,fck=40 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關值Fig.8 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when ΔA=1,fck=40 MHz
3.2 偽隨機讀取法產生射頻噪聲干擾信號的仿真結果
仿真中設置存儲器容量為0.5 MB，輸出干擾信號時長為0.2 s，讀出噪聲數據時鐘頻率f
和f
相同，都為20 MHz，m序列產生器有20級移位寄存器，產生的m序列周期為2-1 ≈1 MB。噪聲數據的仿真結果，如圖9所示，噪聲數據為正態分布白噪聲，頻譜均勻；干擾信號的仿真結果，如圖10所示，干擾信號帶寬為20 MHz，自相關峰值數與圖6中相同。
圖9 噪聲數據、概率密度、頻譜和自相關值Fig.9 Data，probability density,spectrum and autocorrelation value of noise
圖10 當fread=fck=20 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關值Fig.10 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when fread=fck=20 MHz
調整f
為f
的1/2，即10 MHz，仿真結果，如圖11所示，干擾信號帶寬為10 MHz，即f
2。
圖11 當fread=fck/2=10 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關值Fig.11 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when fread=fck/2=10 MHz
調整f
=f
=40 MHz，仿真結果，如圖12所示。
圖12 當fread=fck=40 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關值Fig.12 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when fread=fck=40 MHz
采用延長干擾信號周期的解決方案，設置存儲器容量為0.5 MB，干擾信號時長為0.2 s，f
=f
=20 MHz，m 序列產生器由7級移位寄存器構成，產生的m序列周期為2-1=127。干擾信號的仿真結果，如圖13所示。從圖中可見，自相關值只有1個峰值，干擾信號周期延長。
圖13 延長周期后的干擾信號波形、頻譜和自相關值Fig.13 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal after extending period
4 結束語
本文介紹了2種基于DJS的射頻噪聲干擾信號的產生方法；對于偽隨機讀取法，給出了其具體實施方案、帶寬調諧的方法，以及1種延長干擾信號周期的解決方案；從帶寬調諧、遮蓋性能、硬件實現系統復雜度等方面對這2 種方法進行了分析和比較；通過仿真驗證了2種方法的可行性并分析了各自的特點。
本文的研究僅針對射頻噪聲干擾，并且只做了仿真研究，對于基于DJS 產生其他干擾樣式，以及具體的硬件實現等問題還有待于進一步的研究。
