用于車載充電的雙向CLLC變換器設計

曲 璐， 王 昕， 許家譽， 劉 賀

(1. 哈爾濱工業大學(深圳) 機電工程與自動化學院, 廣東 深圳518000；2. 深圳信息職業技術學院 智能制造與裝備學院，廣東 深圳 518000；3. 深圳市騰訊計算機系統有限公司, 廣東 深圳518000)

全球不可再生能源迅速消耗，使用清潔能源代替燃燒汽油的電動汽車是環境保護的重要組成部分。電動汽車應用領域的關鍵技術之一是用于鋰離子電池充電和放電的車載充電機(on-board charger, OBC)技術。OBC通常具有6.6 kW、11 kW和22 kW的單相三相充電能力。OBC正向運行時電網能量向高壓電池充電，OBC反向運行時高壓電池的能量向交流負載放電或為其他電動車提供動力輔助。由于電動汽車的特殊應用背景，要求OBC具有高功率密度，低成本和寬范圍輸出特性。現有的OBC內部最常用的是兩級結構：功率因數矯正PFC(power factor correction)與高壓直流DC/DC(direct current)變換器級聯。第1級PFC級實現功率因數校正并生成穩定的母線電壓。第2級DC/DC將高壓總線轉換為寬范圍的電池電壓，并在AC(alternating current)側和DC側之間提供隔離。用于OBC的DCDC拓撲最具競爭力的是雙向軟開關DAB(dual active bridge)變換器和CLLC(電容-電感-電感-電容)諧振變換器。由于DAB的滿載環流和關斷損耗大，在車載充電機應用中，該拓撲的滿載效率低于諧振轉換器[1]。CLLC諧振變換器通過在LLC的副邊增加諧振電容實現正向和反向的升降壓運行，同時保留寬范圍軟開關的優勢[2-6]，因此CLLC變換器更適用于車載充電機中。可將目前現有的CLLC拓撲應用于OBC的方案分成兩類：第1類是可調節的直流母線方案，由第1級PFC產生寬范圍可變的高壓直流母線電壓，后級CLLC諧振變換器主要在諧振頻率點工作損耗最小，并使用SiC器件提高整機的效率和功率密度，這類方案避開CLLC復雜的參數設計過程，經對比，變母線方案較固定總線方案，效率可以提高2%[7-12]，文獻[13-14]提出一種在直流微電網中應用的開環CLLC參數的容錯設計方法，同樣設計諧振變換器在諧振點工作，輸出寬范圍的變化主要由前一級PFC實現，這種寬范圍調節母線的方案，由于采用了高壓寬禁帶器件，整機成本會大大增加，而且使用高壓母線電容也將具有較大的體積和成本。第2類方案是不調節母線電壓方案，由PFC輸出的母線電壓一般穩定在400 V，使拓撲應用的開關管和母線電容耐壓規格較低，為實現寬范圍的電池充電電壓，文獻[15-18]提出將不同的控制策略相結合的方法以擴展諧振轉換器的工作范圍，控制方式通常采用頻率調制，脈沖寬度調制和相移控制相結合的策略，這些新穎的控制策略通常根據不同的工作區域而具有復雜的控制模式，這增加了整個系統的復雜性并降低了軟件的可靠性，根據拓撲使用區間的定制化方案，不利于功率從單相擴展到三相。

由于OBC超寬的電池電壓充電范圍，以及CLLC拓撲的多個諧振參數耦合特性，使CLLC變換器的設計過程復雜且困難。上述兩種方案分別利用變母線和控制策略實現寬范圍充電，而不是拓撲自身特性。文獻[19-22]中提到CLLC的詳細參數設計方法，但是通常設計的樣機傳輸功率低，滿負載工作范圍窄，正反向對稱運行，設計方法較難滿足實際車載充電機產品的應用。本文設計一種基于固定母線電壓的OBC實現方法，采用PFC級聯CLLC變換器。通過研究CLLC之間諧振參數的相互作用，提出雙向運行時的高效超寬輸出的參數設計和優化方法，并采用簡單的調頻+打嗝模式控制。同時基于諧振拓撲單元的串聯和并聯，諧振網絡可以直接擴展到11 kW和22 kW充電機應用。本文的第1節提出了車載充電機的整機拓撲結構，第2節提出了CLLC拓撲的歸一化雙向增益模型并分析了不同諧振參數對正向和反向增益的影響，第3節提出了基于增益模型的參數設計和優化方法，基于所提出的方法設計具有充電6.6 kW和放電3.3 kW的寬輸出范圍的樣機，第4節中給出實驗結果，最后給出了本文的結論。

1 提出的雙向車載充電機拓撲結構

OBC的兩級級聯結構如圖1所示。第1級是雙向AC-DC整流器和逆變器，將85～265 V(AC)的單相電網電壓整流為400 V的固定總線，充電機具有的寬范圍AC輸入以滿足不同國家和地區的電網要求。第2級是雙向CLLC諧振變換器將母線電壓轉換為200～480 V的超寬電池電壓。

圖1 雙向車載充電機原理

2 CLLC拓撲的雙向數學模型

基波分析法(fundamental harmonic analysis, FHA)是分析諧振變換器最有效而又簡單的方法。使用FHA方法僅考慮電壓和電流的基波分量，忽略了所有高次諧波分量。諧振變換器是通過在次級增加電容Cr2使反向可以作升壓運行，因此Cr2的值決定反向運行的特性。雙向諧振變換器通常可等效為兩種數學模型：CLLC和CLLLC(電容-電感-電感-電感-電容)模型[18]。兩種模型的參數可相互轉換，但CLLLC對稱模型更適合用于諧振變換器僅在諧振點附近工作，對稱的參數可獲得相同的充電和放電特性。當諧振變換器用于非對稱的工況中，因為待定的參數少，CLLC模型更加適合。因此本文采用CLLC模型設計諧振參數。基于FHA，可得到充放電模式下CLLC的等效數學模型如圖2所示[18]。為更好地分析，將CLLC模型的參數在充放電運行時都等效到母線端，Rac和Racf分別是基波交流等效充放電負載,其表達式可從文獻[18]中獲得，見式(1)、(2)，其中RL和RLf是直流端負載。

(a)充電模式 (b)放電模式

充電模式:

(1)

放電模式:

(2)

根據FHA的等效模型，可推導出充放電諧振網絡的增益Mg和Mgf的計算公式如下。

充電模式:

(3)

放電模式:

(4)

為簡化分析，將式中的變量作如下等效變換：

ω=2πfsw

(5)

(6)

(7)

式中fsw是諧振變換器的開關頻率，f0是歸一化的高頻諧振點。

(8)

(9)

(10)

(11)

將式(5)～(11)代入式(3)、(4)中，推導歸一化的增益模型見式(12)、(13)，變換增益與f、Ln、Qe(Qef)和Cn的值有關。

Mg_charging=

(12)

Mg_discharging=

(13)

將式(12)、(13)的虛部設置為零，可以求解出充放電的諧振頻率點。

高頻解：

f0_h=

(14)

低頻解：

f0_l=

(15)

雙向諧振變換器在高頻諧振點處的增益推導見式(16)、(17)。

充電模式：

(16)

放電模式：

(17)

2.1 Cn對充放電增益的影響

影響CLLC變換器增益的參數為Ln、Qe(Qef)、N和Cn。以歸一化的開關頻率作為變量，畫出充放電增益曲線隨不同諧振參數變化的趨勢如圖3所示，其中Vbat1_nor～Vbat9_nor和Vbus1_nor～Vbus9_nor分別是Qe和Qef的值逐漸增大的曲線，對應的Qe和Qef的值為0.1～10，圖例標注在充電和放電曲線圖3(a)和3(g)中。根據圖3中參數變化對增益的影響，可以總結出以下3點規律：

1)從圖3中所有充放電的增益曲線中均可看到，隨著Qe的增加，增益的趨勢是減小的。影響Qe的因素有兩種情況，一種是負載Rac的值減小，Qe增加，即負載變重時增益會下降，滿載情況是最惡劣的工作點；另一種是Lr與Cr1的比值減小,可減小Qe的值，當發現負載太重增益無法滿足要求時，需要調整諧振電感與電容的比值來提高整機輸出功率的能力。

2)觀察圖3(a)和3(d)發現隨Ln值的減小曲線變窄，增益逐漸增加，CLLC變換器具有更好的輸出電壓能力和更小的頻率變化范圍。因此在輸出功率能力不足時需要調整參數Ln的值使其減小，以上Ln和Qe的參數選取原則與LLC變換器一致。

3)雙向CLLC諧振變換器與單相的LLC諧振變換器主要的區別是電池端多一個諧振電容，該諧振電容主要影響傳輸特性，Cn的值決定了CLLC充電和放電的增益能力。從圖3(a)和3(d)中可看到Cn的值越大，Cr2的阻抗對充電電壓增益的影響越小，并且充電增益曲線越接近LLC。Cn的值影響低頻諧振點和低頻諧振點的增益，當Cn較小時，充電模式下低頻諧振點處增益越大，導致高頻諧振點附近的增益損失越多。如圖3(d)～3(f)中的A點所示，隨著Cn的減小，A點的最大輸出電壓逐漸降低。當Cn較大時，放電增益曲線高頻諧振點附近的增益更平滑，工作點頻率更高，這是特性較差的工作區。Cn對充電和放電方向的影響是相反的，因此需要根據實際的需求綜合選擇Cn值。從圖3(c)和圖3(f)中能夠看到，當Cn的值等于1時，充電模式下增益損失幅度較大。在雙向應用中，Cn的值應大于1。在Cn≥5的情況下，圖3(g)和圖3(i)放電模式f0_h處的增益變得過于平滑，可以升壓運行的區間較小，因此Cn的值應小于5。綜合充放電的增益情況，在雙向傳輸功率相當的需求時，Cn的值選擇2～3是較為合適的。

2.2 變壓器匝數比對充電和放電增益的影響

在寬范圍應用諧振變換器參數選取過程中，效率是最重要的優化量。CLLC拓撲運行于軟開關模式， 因此MOSFET的損耗主要是導通損耗，導通損耗是由諧振腔的環流值決定的，變壓器的匝數比決定充放電的環流值分布，也就是系統最佳工作點的分布。推導充電模式下母線側的環流有效值iacp為

(a) 充電，Ln=1, Cn=5 (b) 充電，Ln=1, Cn=2 (c) 充電，Ln=1, Cn=1

(d)充電，Ln=5, Cn=5 (e)充電，Ln=5, Cn=2 (f)充電，Ln=5, Cn=1

(g)放電，Ln=1, Cn=5 (h)放電，Ln=1, Cn=2 (i)放電，Ln=1, Cn=1

(j)放電，Ln=5, Cn=5 (k)放電，Ln=5, Cn=2 (l)放電,Ln=5, Cn=1

(18)

式中：Io_cha為充電模式下的充電電流，φi為輸出充電電流的相角。

端口的電壓Vm電流有效值Iacp為

(19)

(20)

勵磁電流的有效值Im推導公式為

(21)

根據式(19)～(21)充電模式母線側環流的有效值Ip表達式為

(22)

同樣地，推導出放電模式電池側環流的有效值Is表達式為

(23)

式中Io_discha是放電時的電池電流。

根據循環電流有效值的表達式，主要的影響參數是變壓器匝數比N和Lm。其中，Lm的選擇與輸出功率能力相關。一般Lm的值越大輸出功率能力越小，環流越小效率越高，即在額定的輸出功率下，設計的Lm使功率域量越小效率將越高，通常這一優化過程對效率的影響有限。當N的值選擇越大時，充電模式下母線側的環流值越大，母線線側的MOSFET和諧振電容器的損耗較大。在充電模式下，電池側的MOSFET用作二極管，環流對損耗的影響較小，放電模式具有相同趨勢。當N的值選擇較小時，放電模式下電池側的環電流較大，電池側MOSFET和諧振電容的損耗較大。即無論在充電工況還是放電工況，調節N的值可以設置較高的效率。通常充電模式是典型的工作區域，因此N值的設置往往會考慮優化提高充電效率。此外，N還將寬范圍的工作點劃分成升壓區(頻率小于諧振頻率)和降壓區(頻率大于諧振頻率)，其中升壓區運行頻率較低，增益曲線效率高易于控制,是較好的工作區。N對工作區劃分的影響在下一節中詳細討論。

3 CLLC變換器的參數設計方法

通過上文諧振參數對充電和放電增益曲線的影響分析，本節詳細討論參數的設計和優化方法。諧振變換器采用FHA分析方法，只考慮了基波分量，因此基于FHA方法對諧振變換器的分析在諧振頻率附近的結果是較為準確的，偏離諧振頻率的結果存在誤差。設計過程基于FHA方法，并且結合仿真軟件對參數作進一步修改。設計CLLC輸入母線電壓為400 V，電池電壓為270～480 V，充電功率為6 600 W，AC放電功率為3 300 W，母線側的MOSFET型號為STW65N65DM2AG，電池側MOSFET的型號為STW50N65DM2AG。

3.1 諧振頻率的選擇

諧振變換器的設計從選擇諧振頻率f0_h開始。綜合考慮開關損耗、變壓器體積以及EMC的測試范圍，CLLC的工作頻率在100～200 kHz之間是較為合適的，在本文中，將f0設置為100 kHz。確定諧振頻率后，變換器的工作點將接近諧振頻率。CLLC系統的高頻諧振點f0_h由4個諧振參數確定，為了簡化參數設計過程，將選定的諧振頻率近似等于f0，實際的充電諧振頻率將略大于f0，而放電諧振頻率將略小于f0。

3.2 初步選擇變壓器匝數比

CLLC變換器的輸入電壓和輸出電壓轉換公式分別為

(24)

Vbus=Vbattery×N×Mg_reverse

(25)

當輸入和輸出具有較寬范圍變化時，首先根據額定電壓的工作點設置變壓器的匝數比。從上一節可以看出，CLLC轉換器在高頻諧振點處的增益將略低于1，初始設計可以暫時將增益值Mg_f0設為1。系統額定的工作點是母線400 V轉換為充電電壓360 V，據此初步選取變壓器的匝數比為

(26)

根據所選的變壓器匝數比，可計算出所需充電增益的最大值和最小值分別為Mg_c_min= 0.6和Mg_c_max= 1.08,所需放電增益的最大值和最小值分別為Mg_d_min= 0.92和Mg_d_max=1.64。

3.3 選擇Ln和Qe

選擇合適的Ln和Qe的值，可保證系統獲得所需的充放電最大和最小增益。根據上文對Cn取值的分析，Cn=2時，正反向工作的增益可較好地滿足雙向功率傳輸。在圖4中給出了隨著Ln和Qe的變化增益峰值的變化曲線，其中Cn=2。例如，圖4中的A點表明Ln=1、Qe=0.5、Cn=2時充電增益曲線上感性區最大的增益值是2.83。比較圖4(a)和圖4(b)，可以看到一些曲線是不連續的。增益曲線上具有兩個峰值，只有頻率較高的峰值點才處于可應用的感性區。隨著Qe(或Qef)的值增加，增益的峰值會逐漸降低，并在兩個諧振頻率點之間出現一個容性區，導致感性區的峰值突變到高頻諧振點的增益值。

3.3.1 根據充電需求選擇Ln和Qe的值

充電工況下輸出是恒功率的，因此Qe值最低的點是480 V。可以暫且將Qe=0.5時設置為480 V，從圖中看到如果Qe=0.5時的增益要大于所需的1.08，則Ln的值必須小于3。選擇Ln= 3，然后繼續檢查Qe=1.58(電池電壓為270 V)，增益為0.85(即接近所需的增益0.6)，則所選參數符合要求。根據正向增益，Ln=3，Qe=0.5(480 V)。

3.3.2 根據放電需求選擇Ln和Qe的值

放電工況下輸出是恒定電壓值，負載不變。在這種情況下，電壓和直流功率值分別為400 V和3 600 W，即Qef=0.39。逆變時電池電壓270 V需要滿足增益1.64的要求，從放電曲線可以看出，當Qef=0.39時，Ln=3的增益值比較臨界，進一步調整Ln=2。最終根據充放電增益要求選擇參數Ln=2，Qe=0.5(充電480 V)。

(a)充電模式 (b)放電模式

3.4 優化變壓器匝數比N

根據上述步驟選擇的參數可以滿足充電和放電的功率轉換要求，但在超寬的輸出范圍下，電池電壓較低時會具有較大的環流值， MOSFET的導通損耗較其他工作點大，這不利于整機的器件選型。需要通過增加N的值降低充電模式下低壓部分的環流有效值，降低MOSFET的損耗。本文選擇Q1～Q4的導通電阻為40 mΩ，選擇的Q5～Q8的導通電阻為70 mΩ。諧振參數相同，不同N值下對比充放電模式下的開關損耗如圖5所示。通過圖中對比，給出了兩個極限工作點270 V/6.6 kW和480 V/6.6 kW的損耗值。如果根據額定工作點將N選擇為0.9，那么在270 V/6.6 kW時損耗將高達36 W。增加N的值可以顯著減小充電損耗，但同時會增加放電工況的損耗。通常充電效率是更被關注的指標，而N值的選取傾向于提高充電效率。

(a)充電模式 (b)放電模式

此外隨著N值的增加，高頻諧振點對應的電池電壓逐步降低，充電工況具有更多工作點處在升壓區域。同時放電工況更多的工作點位于降壓區域，并且放電模式的工作頻率將提高。繪制在不同匝數比和不同電池電壓下放電模式的增益曲線，如圖6所示，曲線中的負載對應的是母線電壓400 V/3.6 kW。該圖表明隨著N的增加，放電模式的工作點頻率將顯著增加。本文設計的OBC采用調頻和打嗝模式結合的控制策略，當CLLC的工作頻率超過300 kHz后從調頻狀態進入到300 kHz的打嗝狀態。工作點頻率的增加將使更多的工況位于打嗝區，由于占空比是間隙性發波，電池電流的紋波會較大，不是較好的工作區，因此調整N時同時要考慮放電工作點的劃分。圖6(b)描述了負載變化時放電工作點的分布情況，N的值越大，放電工況打嗝的區域越大。因此綜合考慮整機充電效率和放電工作點的分布，將N確定為1更合適，結合軟件仿真及器件的選型微調諧振參數，最終優化后的諧振參數和器件選型如下所列。PFC中的電感值為260 μH，S1和S3的型號是AIGW40N65H5，S2和S4的型號是STPSC20H065CWY，S5和S6的型號是AIKW50N60CT，CLLC變換器母線側的諧振電容為90 nF，電池測諧振電容為198 nF，諧振電感為25 μH，勵磁電感為50 μH，變壓器的原副邊匝數均是10。

諧振變換器的特性受諧振參數的影響，因此在器件選型時要考慮硬件參數隨時間、溫度和環境的變化所產生的影響。通常磁性器件的制造誤差在8%～15%之間，電容器件的誤差在10%～20%之間，應盡可能選擇誤差較小的器件。在選用的器件確定后，需要對參數差異的最壞情況進行評估，諧振電感和電容對特性的顯著影響主要是工作點的偏移。諧振參數變化后使諧振頻率點偏移，從而正反向所有的工作點進一步平移。在充電機寬范圍的應用中，充電電壓在最低和最高是兩個極限點，充電時電池電壓270 V時工作頻率最高，環流有效值最大，效率最低，因此充電時電池電壓最低點是最苛刻的工作點。充電480 V時工作頻率最低，驗證在該點的最低頻率是否會超出最低頻率的限制。放電運行時，480 V時的頻率最高，環流有效值最大，效率最低，因此在放電過程480 V是最苛刻的工作點。放電運行270 V時工作頻率最大，確保參數差異下該點的最低運行頻率不會超出限制。確定以上最惡劣的工作點后，挑選參數偏差較大的幾組磁性元件和電容對最惡劣工作點進行驗證，確保極限點的指標仍在要求內。

(a)放電模式增益曲線 (b)放電模式工作點分布

4 實驗結果

根據前文設計的諧振參數，搭建了OBC樣機，由第1級PFC級聯后級的CLLC變換器。本節對整機的特性及CLLC拓撲特性進行測試，驗證提出的設計方法。

4.1 軟啟動策略

CLLC拓撲在啟動過程中，輸出電壓為零，諧振變換器的輸出等效于短路。啟動時會有較大的諧振電流損壞MOSFET。推導啟動時峰值電流Ipeak為

(27)

式(27)表明，只有諧振電感和占空比時間才能限制啟動電流。當諧振變換器在400 V母線下傳輸6.6 kW的大功率時，諧振電感的值通常是較小的。因此本文提出了一種軟啟動方案，通過控制脈沖寬度來限制起機電流，如圖7所示。最開始輸出電壓以400 kHz的打嗝模式分段發波。 隨著輸出電壓的升高，打嗝模式的頻率逐漸降低至打嗝模式與PFM (pulse frequency modulation)的分界點300 kHz，然后系統進入穩態PFM模式。此外，如果在保證輸出功率的基礎上，盡量增加諧振電感的值可有效抑制啟動電流的峰值。

圖7 軟啟動控制策略

測試充電電池電壓360 V時的啟動波形如圖8所示。輸出端采用電壓電流環的雙環控制方式，啟動過程逐漸釋放輸出電壓的參考值，并使用高頻脈沖串建立輸出電壓。直到輸出電壓達到所需的電池電壓，然后逐漸釋放輸出電流參考值，直到輸出功率達到6.6 kW。反向啟動過程與正向相同：首先通過高頻打嗝模式對母線電容充電。在電容電壓達到380 V后，PFC啟動開始逐漸建立交流輸出電壓。通過軟啟動控制策略，可以確保諧振腔的峰值電流不超過35 A，確保開關器件的可靠運行。

圖8 軟啟動測試波形

4.2 充電模式

為了完全覆蓋電池電壓的充電范圍，本文設計的樣機具有超寬范圍的輸出電壓，不同電池電壓下的充電功率和電流曲線如圖9所示。

圖9 充電模式輸出功率及電流曲線

由圖9能夠看到，滿載充電電壓為270～480 V，充電功率為6.6 kW，最大輸出電流為24 A，在低電池電壓200～270 V時充電限流為10 A。圖10展示了額定輸入為220 V(AC)充電電壓為360 V的滿載測試波形。圖10表明CLLC的工作頻率為114 kHz，母線電壓穩定在400 V，紋波為30 V。 圖11為充電電壓分別為270、480 V時穩態細節測試波形。由于輸出范圍大，運行的頻率在91～156 kHz之間變化。

車載充電器主要在滿載充電條件下工作，因此測試了不同電池電壓滿載的效率曲線，如圖12所示。母線電壓在不同的充電電壓下保持恒定，PFC的效率基本不變，整個樣機的效率隨CLLC拓撲的變化而變化。從曲線中能夠看到諧振頻率點附近的效率最高，這是因為該工作點中環流的有效值最小，并且波形是較好的正弦波,變壓器損耗也較小。在圖12(b)中分析了效率最低點270 V的器件損耗。CLLC變換器中損耗最高的兩種器件是MOSFET Q1～Q4和磁性元件。通過優化匝數比N的值，可以進一步降低諧振電流，從而減少變壓器的銅損和MOSFET的導通損耗，優化充電效率。

(a)電池電壓和母線電壓波形 (b) 漏源極電壓與諧振電流波形

(a)充電電壓為480 V (b) 充電電壓為270 V

4.3 放電模式

放電模式的輸出功率和電流曲線如圖13所示，最大交流端放電功率為3.3 kW。分別測試270、360、480 V時的CLLC變換器的放電波形，如圖14、15所示。從圖中能看出，放電運行時整機的工作頻率會更高，最高頻率可以達到260 kHz。在交流輸出功率為3.3 kW的情況下，測試CLLC放電操作的效率曲線如圖16所示，放電效率略低于充電模式。放電模式對效率的要求并不苛刻。通過對充放電運行模式的測試表明，搭建的OBC樣機能夠完成超寬的雙向功率變換，并具有較高的效率，滿載整機充電效率最高為94.5%，CLLC單級滿載充電效率可達97.5%。

圖13 放電模式輸出功率及電流曲線

(a)交流電壓電流波形 (b) 漏源極電壓與諧振電流波形

(a) 電池電壓270 V時漏源極電壓與諧振電流波形 (b)電池電壓480 V時漏源極電壓與諧振電流波形

圖16 OBC放電模式的整機效率及損耗

5 結 論

本文設計一款輸入輸出超寬范圍的高效雙向車載充電機，采用PFC級聯CLLC諧振變換器。提出一種CLLC諧振變換器的雙向歸一化增益模型，分析了拓撲正反向功率傳輸能力和增益特性。并提出了通用的諧振參數設計方法指導CLLC變換器的參數設計與優化。基于車載充電機高效率和低成本的要求，采用固定母線方案，通過分析諧振變換器的增益和損耗表明，諧振電容和變壓器匝數比是雙向運行的主要影響參數。合理設置諧振電容與變壓器匝數比可使諧振變換器在寬范圍運行中獲得最佳的充電效率。設計了一臺充放電額定功率分別為6.6 kW(DC)和3.3 kW(AC)的實驗樣機，驗證所提出的參數設計方法，結果表明，諧振變換器可實現雙向寬范圍功率變換，滿載充電效率達到97.5%，整機充電效率可達94.5%。