電動汽車車載移相全橋變換器改進研究

金寧治， 俄立明， 馬騰， 劉金鳳， 孫東陽

(哈爾濱理工大學 汽車電子驅動控制與系統集成教育部工程研究中心，哈爾濱 150080)

0 引 言

隨著傳統汽車導致的環境污染和溫室效應等問題的日益嚴重，電動汽車憑借綠色、無污染、不產生溫室氣體等優點，收到了業界的廣泛關注[1]。

電動汽車行駛時輸入電壓波動范圍較大，其電壓變化幅度一般在350～700 V，電池在為驅動電機提供動力的同時也要為DC-DC變換器提供能量。電動汽車狹小的空間導致其動力電池配置容量有限，為提高能源的利用效率選擇損耗較小的DC-DC變換器，具有良好的理論意義和實用價值。DC-DC變換器按照輸入輸出是否具有電氣隔離功能[2]，分為非隔離型和隔離型。而目前針對隔離型的DC-DC變換器研究較多，主要分為正激、推挽、半橋和全橋變換器。正激型變換器結構簡單，易于多路輸出，但變壓器單相勵磁，利用率低。推挽型變換器的變壓器磁芯利用率高，輸出功率較大，輸出紋波電壓較小，但對開關管的耐壓要求較高。半橋型變換器的輸出功率大，效率高，但電源利用率較低。全橋變換器雙向磁化，磁性利用率較高，損耗較小，其缺點是器件承受的壓力較高[3]。

傳統的移相全橋拓撲結構主要采用軟開關技術來提高電能的轉換效率，但存在許多不足之處：占空比丟失，副邊電壓振蕩，滯后橋臂難實現軟開關等。針對滯后橋臂實現軟開關問題：文獻[4]通過在滯后橋臂的開關管兩端并聯輔助網絡增大其軟開關電流，但又限制了變換器的效率。文獻[5]在傳統移相全橋拓撲結構中加入由電感和開關管構成的輔助網絡，實現了全負載范圍內一次側開關管的ZVS。文獻[6]采用一種新穎的π型無源網絡的移相全橋變換器，減小了占空比的丟失，但增加了元器件，增加了控制的復雜度。針對副邊電壓振蕩：文獻[7]采用在整流二極管上并聯RC支路，雖然抑制了電壓振蕩，但是又增加了電路損耗。文獻[8]采用副邊有源鉗位電路，可以抑制電壓振蕩且不增加損耗，但又增加了開關管，增加了成本。文獻[9]采用在傳統移相全橋上添加換流電容和LC輔助網絡，一定程度上抑制了振蕩電壓，但滯后橋臂實現ZVS比較困難。根據上述拓撲結構綜合考慮，本文選用帶鉗位二極管的移相全橋拓撲結構，可以抑制副邊整流振蕩，且不增加額外損耗。

1 移相全橋變換器的拓撲分析

移相全橋實現軟開關的控制方式可分為ZVS(zero voltage switching)和ZVZCS(zero-voltage and zero-current-switching)兩種，ZVS為在超前橋臂和滯后橋臂均并聯二極管和電容，前后橋臂均實現零電壓模式。ZVZCS為在超前橋臂并聯二極管和電容，滯后橋臂只并聯二極管，超前橋臂實現零電壓模式，滯后橋臂實現零電流模式[10]。ZVZCS雖不存在ZVS PWM變換器的原邊環流，但滯后橋臂為實現ZCS需增加額外電路，增加了控制板的面積，提高了控制與調試的難度，因此電動汽車DC-DC變換器更多選用ZVS控制實現軟開關。

根據變壓器與諧振電感位置不同，可分為Tr-Lag(transformer lay)型ZVS PWM(pulse-width modulation)全橋變換器與Tr-Lead(transformer lead)型ZVS PWM全橋變換器[11]。由于Tr-Lag型ZVS PWM全橋變換器因其電流小，電流反向時間少，占空比丟失較小，本文選用Tr-Lag型ZVS PWM全橋變換器，在此基礎上進行詳細的研究。

Tr-Lag型ZVS PWM全橋變換器如圖1所示，原邊電路由開關管、諧振電感、變壓器、鉗位二極管構成，變壓器與Q2、Q4滯后橋臂相連。

圖1 Tr-Lag 型 ZVS PWM 全橋變換器Fig.1 Tr-Lag ZVS PWM Full-Bridge Converter

Tr-Lag型ZVS PWM全橋變換器工作狀態共分為18個狀態如圖2所示，因后9個狀態與前9個狀態相同，本文只列出前9個狀態。其中C1=C3，C2=C4,C5=C6，變壓器漏感忽略不計，Lf>>Lr/K2,K變壓器變比，Lr為諧振電感，Lf為濾波電感。

圖2 Tr-Lag型ZVS PWM全橋變換器主要波形Fig.2 Main waveforms of Tr-Lag ZVS PWM full-bridgeconverter

在t1時刻之前，Q1與Q4導通，D5導通，D6截止，原邊向副邊傳遞能量。在t1時刻，Q1關斷，電流ip給C1充電，C3放電，導致VAB下降，VCB也跟隨下降。由于原邊電壓VAB下降，副邊電壓也隨之下降，副邊接收的能量開始減少，副邊整流管D6的寄生電容C6開始放電。該狀態直到C1電壓充到Vin，C3電壓降為零，D3導通時結束。

t1-t2時段,電容C1、C3、C6的電壓與ip、iLr分別為

(1)

(2)

(3)

(4)

式中Ia為輸出濾波電感電流在t1時刻折算到原邊的電流，ω2的表達式如下：

(5)

t2時刻，只有Q4導通，此時Q3滿足零電壓開通條件，當A點電壓降為零，C點電壓未降為零時，副邊寄生電容C6仍然處于放電，直到C6放電結束，同步整流管D6導通，原邊電流小于副邊折算值，此時C點電壓降為零。

在[t3-t4]時段,只有Q3和Q4導通，副邊同步整流管均處于導通狀態，為輸出電感續流。變壓器副邊電壓為零，原邊電壓被鉗到0V,故A、B、C三點電壓均為零。電流保持不變，并且ip=iLr。

在[t4-t5]時段，Q3導通，Q4零電壓關斷，副邊二極管續流。Q2、Q4的寄生電容C2、C4與諧振電感發生諧振，諧振電流把B點電位抬高，直到B點電位高于Vin時，D2自然導通，把B點電位鉗為Vin，此時Q2滿足零電壓開通條件。

在[t5-t6]時段，副邊二極管DR1和DR2繼續同時導通續流。變壓器原邊電壓被鉗為0V，Vin全部反向施加到諧振電感上，此時諧振電流以一定的速率下降，直到諧振電流降為零，D2與D3滿足關斷條件。

在t6時刻，ip和iLr從零反向增加，此時段Q2與Q3同時導通，實際的原邊電流小于副邊折算到原邊電流值，副邊二極管依舊續流，原邊變壓器電壓鉗為0 V。Vin電壓全加反向到諧振電感上，ip和iLr線性下降，在t7時刻，ip與折算到原邊的輸出濾波電感電流相等，D5關斷，iLf全部流過D6。

在[t7-t8]時段，Q2和Q3同時導通，Lr與副邊寄生電容C5發生諧振，給C5充電，原邊電流繼續增加，當C5充電到4Vin/K,此時VCB減小到-Vin,故鉗位二極管D8導通，將VCB鉗在-Vin，如果沒有鉗位二極管，開關管電壓峰值可達到-2Vin,損壞管子。該二極管將管子的應力減小一半，降低選管子成本。

在[t8-t9]時段，當D8導通后，ip階躍下降到折算到原邊的iLf，而iLr保持不變，此時兩者的電流差值流過D8。該時段內iLf線性增加，ip反向線性增加，導致D8電流越來越小，直到ip=iLr時，D8自然截止。

在[t9-t10]時段，ip與iLr相等，原邊給副邊傳遞能量。

2 移相全橋變換器的控制策略

本文采用雙閉環補償對移相全橋控制器進行控制[12]，以此提高系統的精度和穩定性。將輸出電壓Vo與基準電壓Vo_ref作差，誤差值經過電壓控制器PIV(s)，其輸出量與電流預設值IL_ref比較，最后PI環節輸出與載波信號共同控制開關管的驅動信號。

圖3 DC-DC變換器的控制策略Fig.3 Control strategy of DC-DC converter

通過對DC-DC變換器的工作狀態分析，采用狀態空間平均法對其建模，將線性狀態方程進行平均化處理，得到了輸出電壓的傳遞函數為

(6)

式中：Cf為濾波電容；R為負載電阻；Rd的表達式為

(7)

其中fs為開關頻率。輸出電流的傳遞函數為

(8)

設計電路的參數如表1所示。

表1 電路參數表

將表1參數代入式(6)、式(8)中，可得：

(9)

(10)

2.1 電流內環PI控制

由式(10)可以得出未加PI控制的電流傳遞函數的伯德圖，如圖4所示。系統的相位裕度接近93°，但截止頻率較小，低頻段的增益較低。未加PI補償前，系統為0型，需要通過提高系統的型別，使系統以-20 dB/dec的斜率下降并穿越0 dB線。

圖4 未加PI控制的電流傳遞函數伯德圖Fig.4 Bode diagram of current transfer function without PI control

由圖5看出，低頻增益由47 dB增加到了80 dB,相位裕度為31°，系統的穩態和動態性能得到了很大的提升，改善了系統穩定性。

圖5 加PI控制的電流傳遞函數伯德圖Fig.5 Bode diagram of current transfer functionwith PI control

2.2 電壓外環PI控制

由式(9)可以得出未加PI控制的電壓傳遞函數的伯德圖，如圖6所示。在低頻段增益較低、下降率幾乎為零，從而導致截止頻率過大。

圖6 未加PI控制的電壓傳遞函數伯德圖Fig.6 Bode diagram of voltage transfer function without PI control

加入PI控制后，低頻增益從34 dB增加到92 dB,穿越頻率為7.8×104rad/s，小于開關頻率，證明了PI控制的有效性。

圖7 加PI控制的電壓傳遞函數伯德圖Fig.7 Bode diagram of voltage transfer functionwith PI control

3 移相全橋關鍵問題分析

3.1 變壓器原邊直流分量抑制

因硬件驅動時模擬器件會產生一定的時間誤差，此時原邊斬波波形會有上下不對稱的情況，其中含有直流分量，使變壓器發生磁偏甚至飽和，導致變壓器不能正常工作。要濾除該直流分量，主要分為三種方式[13]：1)采用電流控制策略，使開關管Q1、Q4與Q2、Q3導通末的電流值相等。2)通過測量變壓器原邊電壓，當直流分量出現時，降低開關的導通時間。3)變壓器原邊串聯隔直電容。由于串聯隔直電容操作簡單，本文采用第三種方式，即采用隔直電容與變壓器串聯，防止變壓器直流磁化。

3.2 副邊同步整流對效率的影響

因副邊整流二級管的損耗較大，影響整體效率，因此將二極管換成MOS管，如圖8所示。其導通電阻只有幾毫歐，并且可以采用多只MOS管并聯，進一步減小等效電阻，根據P=I2R,損耗明顯減少。副邊同步管可以采用變壓器自驅動、芯片同步驅動等方法，變壓器自驅動會產生部分銅損和增加變壓器的寄生參數，因此大多采用芯片同步驅動方式[14]。

圖8 同步整流電路Fig.8 Synchronous rectification circuit

3.3 副邊占空比的丟失

副邊占空比的丟失指的是副邊的占空比Dsec小于原邊的占空比D，兩者的差值即為所丟失的占空比[15]。如圖2中的[t3-t8]和[t12-t17]時段，在這段時間里原邊電壓不足以提供負載電流，副邊整流二極管導通，負載處于續流狀態，電壓為零。而丟失的占空比為

(11)

式中：Dloss為丟失的占空比；Ts為開關周期。

當Lr越大，占空比丟失越多。為了在負載端得到所需要的輸出電壓，必須減小原副邊的變比。

4 仿真分析

根據本文摘要提出的帶鉗位二極管的移相全橋拓撲結構，使用MATLAB搭建仿真模型。

圖9為四只開關管的驅動波形，從圖中可以看出同一橋臂的兩個開關管的驅動波形存在明顯的死區，且超前橋臂Q1和Q4比滯后橋臂Q3和Q2超前一定的角度開通，故實現了移相控制來控制電壓的輸出。

圖9 開關管的驅動波形Fig.9 Driving waveform of switch

從圖10中可以看出開關管近似地實現了零電壓開通，一定程度地加少了開關損耗。

圖10 軟開關波形Fig.10 Soft switching waveform

從圖11和圖12的對比來看，加入鉗位二極管之后，消除了整流二極管的電壓尖峰，使得二極管的電壓更加平穩。

圖11 未加鉗位二極管時整流管電壓波形Fig.11 Voltage waveform of rectifier without clampdiode

圖12 加鉗位二極管時整流管電壓波形Fig.12 Voltage waveform of rectifier when clamp diodeis added

從圖13可以看出，輸出電壓經過短暫的上升之后到達穩定狀態。

圖13 輸出電壓波形Fig.13 Output voltage waveform

5 試驗測試及結果分析

為了驗證上述分析的可行性，試制了一臺移相全橋ZVS控制的樣機如圖14所示，其功率3 kW，輸入電壓范圍350～700 V,輸出電壓為27 V。

圖14 Tr-Lag型ZVS PWM全橋變換器實物Fig.14 Tr-Lag ZVS PWM full-bridge converter

根據圖14的實物測出如圖15、圖16的額定狀態下和最大峰值時驅動波形及應力波形。

圖15 MOS管的驅動波形及應力波形Fig.15 Driving waveform and stress waveform of MOS tube

圖16 效率與輸入電壓及輸出功率關系圖Fig.16 Relationship between efficiency and input voltage and output power

由于考慮到樣機的小型化，故采用輸入電壓400 V、頻率為75 kHz的驅動信號，占空比設置在48%左右，留出上下橋臂死區時間及實現ZVS時給寄生電容充放電時間。雖然圖15(a)與圖15(c)中驅動時共模干擾的存在，驅動波形會有尖峰干擾信號，但并不影響驅動效果。根據理論分析，Tr-Lag型ZVS PWM全橋變換器不加鉗位二極管時，其副邊寄生電容諧振變換到原邊管子的最大應力電壓為2Vin，為800 V左右。當加入鉗位二極管時，二極管將應力電壓鉗為Vin左右，如圖15(b)和圖15(d)所示，電壓應力最大為457 V，振蕩超調量明顯降低，管子留有的裕量完全可以滿足管子應力的需要，鉗入電壓越高，效率越低，其原因為：電壓越高，變壓器并沒有得到充分應用；移向全橋控制過程中存在零狀態，即原邊電流處于自然換流狀態，電壓越高，零狀態存在的時間越長。同等輸入電壓下，大的輸出電流使得效率略有下降。輸入電壓與輸出電流對效率的影響在可接受范圍之內，其整體效率接近97%。

6 結 論

本文針對電動汽車車載DC-DC變換器進行研究，首先在理論上明確了帶鉗位二極管的ZVS PWM全橋變換器的優越性，通過分析得出Tr-Lag型ZVS PWM全橋變換器具有轉換效率高、輸入電壓范圍寬的特點，更加適用于電動汽車；進而對隔直電容和副邊同步整流的作用進行了詳細的討論，可以將MOS管的應力抑制在輸入電壓范圍之內，并設計了實驗測試電路進行驗證，論證了Tr-Lag型ZVS PWM全橋變換器的效率較高，完全適合電動汽車對DCDC模塊損耗小的要求，能夠有效地減小電池的能源損耗，提高電動汽車的行駛里程。