直流微電網(wǎng)中雙向LLC諧振型變換器的研究

郝 成，郝云飛，張 怡

（華北理工大學(xué)電氣工程學(xué)院，河北 唐山 063210）

1 引言

現(xiàn)如今，傳統(tǒng)能源的大量消耗，雖然使人類得到一些便捷，但是對(duì)環(huán)境及生態(tài)系統(tǒng)造成了嚴(yán)重的破壞。為此我們需要找到更加符合生態(tài)環(huán)境的清潔能源。直流微電網(wǎng)（DC micro-grid）作為一種新興領(lǐng)域，可以在分布式發(fā)電的基礎(chǔ)上，實(shí)現(xiàn)高效、清潔的目標(biāo)。DC-DC變換器作為直流微電網(wǎng)重要的組成部分，針對(duì)微電網(wǎng)的效率、功率、穩(wěn)定性方面出現(xiàn)的問(wèn)題，很多學(xué)者和研究者提出了一系列DC-DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略。

文獻(xiàn)[1]所提出的DC-DC變換器可以很好地適用于直流微電網(wǎng)中，但是功率較?。晃墨I(xiàn)[2-3]針對(duì)一些小容量的LLC諧振變換器進(jìn)行研究分析，它可以實(shí)現(xiàn)變換器的進(jìn)一步優(yōu)化，但不適用于電網(wǎng)的功率要求。諧振變換器因它本身的軟開關(guān)特性，使得越來(lái)越多的人對(duì)此進(jìn)行分析。研究文獻(xiàn)[4]中提出了一種移相控制策略下的全橋拓?fù)涞碾p向DC-DC變換器，可以應(yīng)用在電壓調(diào)節(jié)范圍很寬的場(chǎng)合。

但同時(shí)會(huì)破壞變換器原本的軟開關(guān)性質(zhì)，降低變換器的效率；文獻(xiàn)[5]中提出在變換器中加入有源鉗位電路，這樣可以保證軟開關(guān)的特性。但同時(shí)也造成了設(shè)計(jì)上的困難。文獻(xiàn)[6]提出一種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的變換器，該變換器可以實(shí)現(xiàn)較好的電壓調(diào)節(jié)性能，但是無(wú)法實(shí)現(xiàn)能量雙向流通，不適用于直流微電網(wǎng)中。

文獻(xiàn)[7]提出一種全橋諧振DC-DC 電源方案可以實(shí)現(xiàn)效率的提高，但同樣無(wú)法實(shí)現(xiàn)能量雙向流通。文獻(xiàn)[8]提出一種諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，同樣也可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，但是增加了結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性。

直流微電網(wǎng)中的DC-DC變換器必須實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)；故障隔離；寬范圍輸入電壓調(diào)節(jié)[9-11]。針對(duì)這些要求提出一種適合直流微電網(wǎng)的大功率DC-DC變換器，從而解決能量雙向流動(dòng)、軟開關(guān)、寬電壓范圍及變換器效率低的問(wèn)題。

2 雙向LLC 諧振型變換器的拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

2.1 雙向LLC諧振型變換器的拓?fù)?/h3>

高頻變壓器用于電氣隔離，左右兩側(cè)均為全橋結(jié)構(gòu)，如圖1所示。S1～S4構(gòu)成原邊側(cè)的全橋變換器，S5～S8構(gòu)成副邊側(cè)的全橋變換器。D1～D4為原邊側(cè)在反向工作時(shí)的整流二極管，D5～D8為副邊側(cè)在正向工作時(shí)的整流二極管。C1～C4為原邊側(cè)開關(guān)管的寄生電容，C5～C8為副邊側(cè)開關(guān)管的寄生電容。Lm作為勵(lì)磁電感，在變換器正向工作時(shí)，等效在原邊側(cè)。Lr1、Cr1、Lr2、Cr2分別為原邊側(cè)及副邊側(cè)的諧振電感和諧振電容。

圖1 雙向全橋LLC諧振變換器Fig.1 Bidirectional Full-Bridge LLC Resonant Ronverter

變換器的原邊側(cè)和副邊側(cè)結(jié)構(gòu)均采用全橋結(jié)構(gòu)，當(dāng)變換器運(yùn)行在正向模式時(shí)，原邊側(cè)的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)逆變，副邊側(cè)的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)整流。下面以正向模式為例，分析雙向全橋LLC諧振變換器的工作原理及模態(tài)。

2.2 雙向LLC諧振型變換器的工作原理

當(dāng)雙向LLC諧振變換器工作在正向模式時(shí)，它的工作波形圖，如圖2所示。

圖中：Vgs—開關(guān)MOS管的驅(qū)動(dòng)電壓信號(hào)；

iLr1—原邊側(cè)諧振電感電流波形；

iLm—流過(guò)勵(lì)磁電感的電流波形；

VCr1—原邊側(cè)諧振電容兩端的電壓波形；

VAB—A、B之間的電壓波形；

iD—流過(guò)整流二極管的電流波形。

當(dāng)變換器正向工作時(shí)，原邊側(cè)諧振電感Lr1和原邊側(cè)諧振電容Cr1發(fā)生諧振，諧振頻率為：

變換器根據(jù)開關(guān)頻率的大小可以分為三種模式：

（1）fm＜fs＜fr欠諧振模式；

（2）fs=fr臨界諧振模式；

（3）fs＞fr過(guò)諧振模式。

當(dāng)變換器工作在欠諧振模式時(shí)，工作波形，如圖2所示，可以看出，在此模式下在一小段時(shí)間內(nèi)整流側(cè)二極管通過(guò)的電流為0，即當(dāng)二極管開題或關(guān)斷時(shí)可以實(shí)現(xiàn)ZCS，從最后的仿真結(jié)果也得出開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)ZVS的結(jié)論，實(shí)現(xiàn)ZVS和ZCS可以減小開通關(guān)斷損耗，大大提高變換器的工作效率。所以以下是對(duì)欠諧振模式下的工作原理的分析。

為了分析簡(jiǎn)單，對(duì)工作過(guò)程做如下假設(shè)：（1）變換器在穩(wěn)態(tài)模式下運(yùn)行；（2）為了分析直觀明了，將死區(qū)時(shí)間放大。

在一個(gè)工作周期內(nèi)，LLC 諧振變換器可以分成8 個(gè)工作模態(tài)，因?yàn)樵诖酥芷趦?nèi)前后工作過(guò)程相似，所以只分析前4個(gè)模態(tài)。

工作模態(tài)1[t0～t1]：t0時(shí)刻變換器處于整流管和逆變管全部關(guān)斷的時(shí)期（死區(qū)階段），開關(guān)管S1、S3已經(jīng)關(guān)斷，S2、S4尚未開通，此時(shí)因?yàn)殡娏髁鬟^(guò)諧振電感的值和流過(guò)勵(lì)磁電感的值相同，所以原邊側(cè)的能量無(wú)法向副邊側(cè)傳遞，原邊副邊無(wú)法進(jìn)行能量傳遞，同時(shí)副邊側(cè)的整流二極管關(guān)斷。工作模態(tài)2[t1～t2]：t1時(shí)刻開始，因?yàn)橹C振電流流過(guò)二極管D1、D3，所以二極管D1、D3起到續(xù)流的作用。

到t2時(shí)刻，開關(guān)管兩端的電壓經(jīng)二極管續(xù)流后近似為0，滿足了開關(guān)管ZVS實(shí)現(xiàn)的條件。

A、B兩點(diǎn)的電壓VAB約等于輸入電壓Vin，諧振電流和勵(lì)磁電流開始反向增加，變壓器原邊側(cè)副邊側(cè)重新連接，開始能量傳遞。副邊側(cè)整流二極管D5、D7導(dǎo)通。工作模態(tài)3[t2～t3]：t2時(shí)刻時(shí)，經(jīng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)作用，開關(guān)管S1、S3ZVS開通。

此時(shí)原邊側(cè)諧振電感Lr1和原邊側(cè)諧振電容Cr1發(fā)生諧振，iLr1增加，iLm增加。

D5、D7開始參與整流。工作模態(tài)4[t3～t4]：從t3時(shí)刻開始，iLr1和iLm相等，變壓器原邊與副邊再次斷開連接，能量停止傳遞。

流過(guò)副邊側(cè)二極管的電流逐漸下降等于0，整流二極管處于零電流關(guān)斷。

此時(shí)Lr1、Cr1和勵(lì)磁電感發(fā)生諧振時(shí)，因?yàn)橹C振的周期變長(zhǎng)，諧振電流的增長(zhǎng)趨勢(shì)近似一條直線。

3 雙向LLC 諧振型變換器電壓增益特性分析及參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 直流電壓增益特性分析

雙向LLC諧振變換器屬于非線性系統(tǒng)，用非線性分析方法過(guò)于復(fù)雜。所以用基波分析法（FHA）來(lái)簡(jiǎn)化電路。

對(duì)諧振網(wǎng)絡(luò)輸入信號(hào)進(jìn)行分析處理，忽略高次諧波，只保留基波分量，對(duì)開關(guān)網(wǎng)絡(luò)和整流輸出網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行傅里葉變換，得到諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電壓為：

把變壓器的副邊折算到原邊可得到關(guān)于雙向LLC諧振變換器的交流電壓基波等效電路圖，如圖3所示。

圖3 諧振變換器的交流電壓基波等效電路圖Fig.3 AC Voltage Fundamental Wave EquivalentCircuit Diagram of Resonant Converter

使用Mathcad 軟件描繪電壓增益（在圖中用函數(shù)表示）隨歸一化頻率fn（在圖中用x表示）變化的函數(shù)圖，取k=10，如圖4所示。

圖4 k=10下的電壓增益隨歸一化頻率變化的曲線圖Fig.4 Curve of Voltage Gain with Normalized Frequency at Different k Values

如圖從上而下依次為Q取0.1、0.2、0.5、1、2、5時(shí)的電壓增益變化曲線，fn=1，也即諧振頻率等于開關(guān)頻率為諧振點(diǎn)，此時(shí)不管Q值怎么變化，電壓增益始終為1。對(duì)圖4分析可知，當(dāng)Q值過(guò)大超過(guò)一定范圍時(shí)，開關(guān)頻率減小電壓增益減小，影響電壓輸出；但當(dāng)Q值過(guò)小時(shí)，會(huì)拓寬電路的通頻帶，容易受到外部的干擾從而使輸出電壓不穩(wěn)定。當(dāng)Q=0.2時(shí)，使用Mathcad軟件描繪電壓增益關(guān)于k值變化的曲線，如圖5所示。

圖5 Q=0.2下的電壓增益隨歸一化頻率變化的曲線圖Fig.5 Curve of Voltage Gain with Normalized Frequency at Different Q Values

3.2 雙向LLC諧振變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)

3.2.1 勵(lì)磁電感的設(shè)計(jì)

3.2.3 諧振電容的設(shè)計(jì)

當(dāng)變換器工作在諧振點(diǎn)時(shí)，增益接近1，此時(shí)效率最高。當(dāng)開關(guān)頻率越高時(shí)，諧振電容兩端的電壓越小，對(duì)諧振電容的選取來(lái)說(shuō)更加容易。

4 雙向LLC 諧振型變換器移相控制的工作原理及電壓增益分析

移相控制的工作波形，如圖6所示。

圖6 移相控制的工作波形Fig.6 Phase Shift Control Working Waveform

通過(guò)控制使得S3滯后于S1一個(gè)移相角θ導(dǎo)通，從而使變壓器的一次電壓為三電平。

經(jīng)分析可知移相角θ與變換器增益M有關(guān)，可推導(dǎo)出θ與M的關(guān)系。

由于采用移相控制策略時(shí)，諧振電流的諧波分量會(huì)相對(duì)增加，如果采用上述的基波分析法進(jìn)行分析可能產(chǎn)生較大誤差，所以一般采用時(shí)域分析法分析。

此方程組無(wú)法由顯性公式求出解。但是可以通過(guò)賦值法，得到不同Q值下M隨D的變化關(guān)系。當(dāng)k=10 時(shí)，如表1 所示。從表1 中可以看出M隨D的增大而增大，當(dāng)D為1 時(shí)M 達(dá)到最大為1。

表1 不同Q值下M隨D的變化關(guān)系Tab.1 Shows the Relationship Between M and D Under Different Q Values

5 仿真分析

為了驗(yàn)證對(duì)雙向LLC諧振變換器軟開關(guān)的研究成果，使用PSIM軟件對(duì)變換器進(jìn)行仿真。仿真電路具體參數(shù)取值，如表2所示。輸入電壓為800v，輸出電壓穩(wěn)定在300v左右，因?yàn)檎蚺c反向工作狀態(tài)相似，以正向?yàn)槔?。正向工作下空載和滿載的輸出電壓波形，如圖7、圖8所示。

表2 主要仿真參數(shù)Tab.2 Main Simulation Parameters

圖7 正向工作時(shí)空載狀態(tài)下輸出電壓波形Fig.7 Output Voltage Waveform Under No-Load Condition During Forward Operation

圖8 正向工作時(shí)滿載狀態(tài)下輸出電壓波形Fig.8 Output Voltage Waveform at Full Load During Forward Operation

從圖7、圖8可以得出在空載滿載工作狀態(tài)下直流輸出電壓基本無(wú)波動(dòng)，都可以維持在300V左右。這說(shuō)明變換器具有良好的調(diào)節(jié)輸出電壓的能力。開關(guān)管兩側(cè)的電壓和驅(qū)動(dòng)信號(hào)電壓波形，如圖9所示。

圖9 開關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs1和兩端電壓Vds1Fig.9 Driving Voltage and Voltage Across the Switch S1

由圖9 可知當(dāng)變換器的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，兩端的電壓近似為零，也即驅(qū)動(dòng)信號(hào)觸發(fā)之前，開關(guān)管兩端電壓實(shí)現(xiàn)ZVS即零電壓開通。諧振電流、勵(lì)磁電流副邊整流二極管的電流波形，如圖10所示。

圖10 諧振電流、勵(lì)磁電流副邊整流二極管的電流波形Fig.10 Resonant Current、Excitation Current Secondary Rectifier Diode Current Waveform

由圖10 可以看出，當(dāng)變換器發(fā)生諧振時(shí)，電感兩端的電流近似為正弦波，當(dāng)勵(lì)磁電流和諧振電流相等時(shí)，變壓器兩端斷開沒(méi)有能量交換，整流二極管橋臂電流為零，實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷即零電流關(guān)斷。

當(dāng)直流微電網(wǎng)并網(wǎng)時(shí)可能發(fā)生電壓波動(dòng)，所以需要驗(yàn)證在輸入電壓發(fā)生突變時(shí)，輸出電壓能否保持穩(wěn)定。

當(dāng)輸入電壓由800V變?yōu)?50V時(shí)，輸出電壓的波形，如圖11所示。

圖11 滿載狀態(tài)下輸入電壓改變時(shí)，輸出電壓的波形Fig.11 Output Voltage Waveform When the Input Voltage Changes Under Full Load

經(jīng)過(guò)PSIM 仿真實(shí)驗(yàn)，在移相控制策略下，雙向諧振變換器的輸出電壓穩(wěn)定在300V。當(dāng)輸入電壓發(fā)生突變時(shí)，移相控制起到調(diào)節(jié)作用，最后保持輸出電壓的穩(wěn)定。

6 結(jié)論

提出一種適用于直流微電網(wǎng)的雙向LLC 諧振DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，并且在移相控制策略下可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的同時(shí)拓寬輸入電壓范圍并保持輸出電壓的穩(wěn)定，大大提高了變換器的效率。