硅漂移探測(cè)器數(shù)字脈沖處理技術(shù)

宋文剛 張立軍 張晶 王冠鷹?

1)(中國(guó)科學(xué)院微電子研究所,北京 100029)

2)(中國(guó)科學(xué)院大學(xué),北京 100049)

硅漂移探測(cè)器(silicon drift detector,SDD)是一種高性能X 射線探測(cè)器,具有極其廣泛的應(yīng)用.SDD 射線探測(cè)系統(tǒng)由SDD 器件、前置放大器和脈沖處理系統(tǒng)組成,現(xiàn)有的SDD 脈沖處理系統(tǒng)存在脈沖堆積抑制性能差以及易受前級(jí)系統(tǒng)參數(shù)波動(dòng)影響的問(wèn)題,導(dǎo)致探測(cè)系統(tǒng)性能變差.本文提出一種SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng),在該系統(tǒng)中,模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digital converter,ADC)直接采樣前置放大器的輸出,并將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字脈沖處理平臺(tái)進(jìn)行處理.結(jié)合SDD 器件與前置放大器的信號(hào)特性,分析ADC 采樣位數(shù)與采樣頻率對(duì)系統(tǒng)性能的影響;提出兩種優(yōu)化的ADC 采樣電路,防止因ADC 采樣位數(shù)不足引起能量分辨率變差.對(duì)數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中的脈沖成形算法進(jìn)行研究,結(jié)果表明成形信號(hào)不會(huì)因前級(jí)系統(tǒng)的參數(shù)變化而畸變,證明了該數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的魯棒性.建立完成SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng),并對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)試,驗(yàn)證了系統(tǒng)的正確性.

1 引言

硅漂移探測(cè)器(silicon drift detector,SDD)是由高阻硅制成的X 射線探測(cè)器,相比于Si-PIN等探測(cè)器,SDD 器件采用側(cè)向耗盡結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì),電荷輸運(yùn)電場(chǎng)與探測(cè)器耗盡電場(chǎng)相對(duì)獨(dú)立,電荷收集極電容與探測(cè)器面積無(wú)關(guān),使收集極電容非常小,因而具備優(yōu)異的能量分辨率和計(jì)數(shù)率性能[1-5].由于這些顯著優(yōu)勢(shì),SDD 被廣泛應(yīng)用于粒子物理實(shí)驗(yàn)、材料元素分析和脈沖星導(dǎo)航等領(lǐng)域[6-9].

SDD 讀出電路及其脈沖處理對(duì)系統(tǒng)性能起著關(guān)鍵作用.基于互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(complementary metal oxide semiconductor,CMOS)技術(shù)的脈沖復(fù)位型電荷靈敏前置放大器具有噪聲低、計(jì)數(shù)率高和增益穩(wěn)定等特點(diǎn),逐漸成為SDD 最常用的第一級(jí)讀出電路[3,10].前置放大器的輸出信號(hào)需要經(jīng)過(guò)脈沖處理,才能準(zhǔn)確獲得由X 射線入射引起的脈沖信號(hào)幅度[11].目前,有兩種常用的脈沖處理系統(tǒng)可用于對(duì)SDD 前置放大器的輸出信號(hào)進(jìn)行處理.第一種是采用模擬電路設(shè)計(jì)的模擬脈沖處理系統(tǒng),系統(tǒng)中的濾波成形、基線消除和峰值保持等模塊均由模擬電路實(shí)現(xiàn),用模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-todigital converter,ADC)采集系統(tǒng)最后的輸出并傳輸?shù)蕉嗟婪治鰞x(multi-channel analyzer,MCA),從而獲得射線源能譜[5,12].模擬脈沖處理系統(tǒng)具有功耗低和面積小等優(yōu)點(diǎn),但是脈沖堆積抑制性能較差,使計(jì)數(shù)率低于數(shù)字脈沖處理系統(tǒng).傳統(tǒng)的SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)采用微分電路從前置放大器輸出信號(hào)中提取出有效信號(hào),然后對(duì)該信號(hào)進(jìn)行放大以匹配ADC 輸入范圍,ADC 對(duì)放大后的信號(hào)采樣并將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字處理單元,由數(shù)字處理單元實(shí)現(xiàn)脈沖處理的功能[13,14].這類系統(tǒng)能充分發(fā)揮SDD 器件高能量分辨率和高計(jì)數(shù)率的優(yōu)勢(shì),但是容易受到前級(jí)系統(tǒng)參數(shù)波動(dòng)的影響[15,16],導(dǎo)致能量分辨率變差.

本文提出一種數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)以解決現(xiàn)有SDD 脈沖處理系統(tǒng)存在的問(wèn)題.在該系統(tǒng)中,ADC對(duì)前置放大器的輸出信號(hào)直接采樣,采樣數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字處理單元以實(shí)現(xiàn)數(shù)字脈沖處理.對(duì)ADC 參數(shù)與系統(tǒng)性能的關(guān)聯(lián)進(jìn)行了分析,針對(duì)ADC 量化噪聲導(dǎo)致能量分辨率變差的問(wèn)題,提出了兩種優(yōu)化的ADC 采樣電路;對(duì)數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中濾波成形算法在前級(jí)系統(tǒng)參數(shù)變化下的輸出結(jié)果進(jìn)行分析,與傳統(tǒng)方案進(jìn)行對(duì)比,本系統(tǒng)能夠有效避免因前級(jí)系統(tǒng)參數(shù)變化帶來(lái)的影響.基于該數(shù)字脈沖處理方案,建立了相應(yīng)的實(shí)際系統(tǒng)并對(duì)其進(jìn)行測(cè)試.測(cè)試結(jié)果證明了該方案的可行性.

2 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)

本節(jié)給出SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)方案,并對(duì)系統(tǒng)內(nèi)部組成進(jìn)行介紹.根據(jù)前置放大器的信號(hào)特性,對(duì)ADC 參數(shù)與系統(tǒng)性能的關(guān)系進(jìn)行分析,并提出兩種優(yōu)化的ADC 采樣電路.由于數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中的脈沖成形算法對(duì)系統(tǒng)具有重要影響,對(duì)本系統(tǒng)中的成形算法進(jìn)行了研究.

2.1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

針對(duì)現(xiàn)有SDD 脈沖處理系統(tǒng)存在的問(wèn)題,提出一種SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng),如圖1 中虛線框內(nèi)所示.SDD 的電荷信號(hào)被脈沖復(fù)位型電荷靈敏前置放大器(charge sensitive pre-amplifier,CSA)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)后,ADC 直接對(duì)前置放大器的輸出采樣,并將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字脈沖處理單元進(jìn)行處理.

圖1 SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)Fig.1.Digital pulse processing system for SDD.

數(shù)字脈沖處理單元的內(nèi)部系統(tǒng)如圖2 所示,主要由快成形、慢成形、堆積抑制、基線消除、幅度檢測(cè)和能譜存儲(chǔ)等模塊組成[11,17].快成形采用較短的成形時(shí)間對(duì)前置放大器的輸出信號(hào)成形,判別粒子的入射時(shí)間;相比較而言,慢成形的成形時(shí)間更長(zhǎng),有利于抑制噪聲和彈道虧損;堆積抑制模塊根據(jù)快成形的輸出信號(hào),得出相鄰粒子之間的時(shí)間間隔,再結(jié)合慢成形時(shí)間,判斷是否發(fā)生脈沖堆積;在堆積抑制模塊的控制下,基線消除模塊實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)基線的變化,用脈沖峰值減去基線獲得幅度值;能譜存儲(chǔ)模塊依據(jù)幅度的大小,累加到對(duì)應(yīng)道址的計(jì)數(shù)值中,從而積累出能譜.

圖2 數(shù)字脈沖處理單元內(nèi)部組成Fig.2.Internal components of digital pulse processing unit.

2.2 前級(jí)信號(hào)特性與ADC參數(shù)分析

SDD 本質(zhì)上是反向偏置的二極管,沒(méi)有射線入射時(shí),陽(yáng)極存在漏電流Ileak[18];當(dāng)X 射線入射到SDD 中時(shí),激發(fā)產(chǎn)生電子-空穴對(duì),電子在漂移電場(chǎng)的作用下向陽(yáng)極漂移,形成脈沖電流信號(hào),脈沖電流的總電荷量Q=qE/w,其中,q為電子電荷量,E為X 射線能量,w為SDD 平均電離能[19].

前置放大器對(duì)SDD 陽(yáng)極漏電流和脈沖電流積分,得到對(duì)應(yīng)的總電荷,并將電荷信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)進(jìn)行輸出[20],如(1)式所示,式中Cf為前置放大器反饋電容;Qi表示第i個(gè)粒子電離產(chǎn)生的電荷量;ti為入射時(shí)間;τc為上升時(shí)間常數(shù),與電荷收集時(shí)間以及前置放大器響應(yīng)速度有關(guān);u(t)表示階躍函數(shù).前置放大器的輸出波形如圖3 所示,信號(hào)中的線性上升部分對(duì)應(yīng)漏電流的積分,階躍信號(hào)對(duì)應(yīng)脈沖電流的積分.前置放大器的輸出信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍通常達(dá)到2—3 V,而階躍信號(hào)的幅度通常只有幾毫伏到幾十毫伏,因此,ADC 的采樣位數(shù)對(duì)系統(tǒng)性能有重要影響;同時(shí),ADC 采樣頻率與系統(tǒng)性能也有一定關(guān)聯(lián).下文將對(duì)ADC 參數(shù)與系統(tǒng)性能的關(guān)系進(jìn)行分析.

圖3 前置放大器輸出信號(hào)Fig.3.Preamplifier output signal.

2.2.1 ADC 采樣位數(shù)

在將模擬信號(hào)量化為數(shù)字信號(hào)的過(guò)程中,有限的采樣位數(shù)會(huì)引起量化誤差.ADC 的量化誤差在—1/2Δ—+1/2Δ范圍內(nèi)服從均勻分布,其中,Δ為ADC 量化步長(zhǎng),表達(dá)式為[21]:

式中,Vdyn為ADC 輸入范圍,其值與前置放大器輸出信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍相匹配;N為ADC 采樣位數(shù).根據(jù)均勻分布的方差計(jì)算公式可得量化誤差的標(biāo)準(zhǔn)差為

X 射線粒子引起的階躍信號(hào)幅度遠(yuǎn)小于Vdyn,ADC 的量化誤差對(duì)能量分辨率的影響不可忽略,在能量分辨率表達(dá)式中加入量化誤差因子σADC,得到(4)式,其中,FWHM 為能量分辨率指標(biāo),σFano,σC和σENC分別為探測(cè)器法諾效應(yīng)、電荷收集效率和電子學(xué)噪聲引起的噪聲因子[18,22].

為了將量化誤差的標(biāo)準(zhǔn)差σqe轉(zhuǎn)換為以能量為單位的σADC,需要用σqe除以前置放大器的轉(zhuǎn)換增益,表1 列出了幾種常用的前置放大器反饋電容及其轉(zhuǎn)換增益,轉(zhuǎn)換增益與探測(cè)器材料的平均電離能有關(guān),表中的數(shù)據(jù)以硅平均電離能3.62 eV 計(jì)算得出[23].

為了更清楚地分析ADC 采樣位數(shù)的影響,只考慮(4)式中法諾效應(yīng)和量化誤差因子.根據(jù)文獻(xiàn)數(shù)據(jù),法諾因子設(shè)定為0.117[23];SDD 在55Fe 放射源5.89 keV 處的FWHM 值常作為能量分辨率的判別標(biāo)準(zhǔn),在此也將以5.89 keV 處的能量分辨率作為研究對(duì)象,SDD 在5.89 keV 處的法諾極限約為117.62 eV＠5.89 keV;ADC 的輸入范圍設(shè)定為3.3 V,在12—18 bits 范圍內(nèi)改變采樣位數(shù).結(jié)合表1 中前置放大器轉(zhuǎn)換增益和(4)式,得到能量分辨率與采樣位數(shù)的關(guān)系,如圖4 所示.

表1 前置放大器反饋電容與轉(zhuǎn)換增益Table 1.The feedback capacitors and conversion gains of preamplifiers.

圖4 FWHM 和采樣位數(shù)的關(guān)系Fig.4.Relationship between FWHM and sample bits.

從圖4 可以看出,隨著采樣位數(shù)增加,量化誤差降低,能量分辨率逐漸改善并趨近于法諾極限.在相同的采樣位數(shù)下,前置放大器轉(zhuǎn)換增益越高,能量分辨率越好.對(duì)轉(zhuǎn)換增益分別為0.35,0.88 和1.76 mV/keV 的前置放大器,為了使量化誤差的影響可忽略不計(jì),所需要的采樣位數(shù)至少為17,16 和15 bits.

2.2.2 ADC 采樣頻率

在數(shù)字系統(tǒng)中,離散時(shí)間信號(hào)可表示為X[nTs],其中,n為時(shí)間序列;Ts為采樣周期,等于采樣頻率Fs的倒數(shù).成形時(shí)間在數(shù)字系統(tǒng)中可表示如下:

式中,Ns為數(shù)字系統(tǒng)中對(duì)應(yīng)的采樣點(diǎn)數(shù).成形時(shí)間會(huì)影響FWHM 公式(4)中的電子學(xué)噪聲,對(duì)應(yīng)關(guān)系如(6)式所示,其中,Aw為串聯(lián)白噪聲系數(shù),Af為閃爍噪聲系數(shù),Ap為并聯(lián)白噪聲系數(shù)[24].

當(dāng)保持成形時(shí)間不變時(shí),Ns隨采樣頻率的改變而改變,對(duì)噪聲的濾波效果會(huì)發(fā)生改變,從而影響能量分辨率.參照?qǐng)D2 建立仿真系統(tǒng),前置放大器轉(zhuǎn)換增益設(shè)置為1.76 mV/keV,粒子能量和法諾因子的設(shè)置與采樣位數(shù)分析中一致,粒子能量與轉(zhuǎn)換增益的乘積即為信號(hào)幅度Amp.由(6)式可知,閃爍噪聲對(duì)等效噪聲電荷的貢獻(xiàn)不隨成形時(shí)間的改變而改變,因此僅考慮串聯(lián)和并聯(lián)白噪聲的影響.串聯(lián)和并聯(lián)白噪聲的產(chǎn)生方式如(7)式所示[25],式中,R[n]表 示隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生函數(shù);Ns[n] 和σs分別表示串聯(lián)白噪聲及其噪聲標(biāo)準(zhǔn)差;Np[n]和σp分別表示并聯(lián)白噪聲及其噪聲標(biāo)準(zhǔn)差.串聯(lián)和并聯(lián)白噪聲的參數(shù)設(shè)置列于表2 中.采用梯形成形作為慢成形,成形時(shí)間設(shè)置為0.8 μs,采樣頻率范圍為10—100 MHz;對(duì)以上系統(tǒng)進(jìn)行仿真,結(jié)果如圖5 所示.

表2 串聯(lián)和并聯(lián)噪聲參數(shù)設(shè)置Table 2.Serial and parallel noise parameter settings.

圖5 FWHM 和采樣頻率間的關(guān)系Fig.5.Relationship between FWHM and sample rate.

在噪聲條件1 中,串聯(lián)白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差與信號(hào)幅度的比值為2.65%,并聯(lián)白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差與串聯(lián)白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差的比值為2%,此時(shí),隨著采樣頻率的提高,能量分辨率沒(méi)有顯著的改善;在噪聲條件2 中,保持串聯(lián)白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差與信號(hào)幅度的比值不變,降低并聯(lián)白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差與串聯(lián)白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差的比值到0.5%,得到圖5 中三角形標(biāo)示的曲線,可以看出,隨著采樣頻率的提高,能量分辨率迅速得到改善;相比噪聲條件1,噪聲條件3 中的并聯(lián)和串聯(lián)白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差比值不變,但是降低了串聯(lián)白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差與信號(hào)幅度的比值,此時(shí),隨著采樣頻率增加,能量分辨率很快接近極限值.

由上述結(jié)果可以得出,串聯(lián)白噪聲占主導(dǎo)作用時(shí),可通過(guò)選擇高采樣率的ADC 來(lái)改善分辨率;當(dāng)并聯(lián)白噪聲起主要作用時(shí),提高采樣頻率無(wú)法使系統(tǒng)性能得到提升;而當(dāng)串聯(lián)和并聯(lián)白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差相對(duì)信號(hào)幅度很小時(shí),采用較低采樣頻率的ADC也能實(shí)現(xiàn)較高的能量分辨率.

在高計(jì)數(shù)率下,需要減小成形時(shí)間以降低脈沖堆積的概率,成形時(shí)間可低至幾十納秒,為了保證有足夠的濾波點(diǎn)數(shù)Ns,采樣頻率不可過(guò)低.因此,需要結(jié)合噪聲抑制與計(jì)數(shù)率需求,合理選擇ADC采樣頻率.

2.2.3 優(yōu)化的ADC 采樣電路

結(jié)合上述分析可知,ADC 采樣位數(shù)對(duì)能量分辨率有影響,采樣頻率對(duì)能量分辨率和計(jì)數(shù)率有影響.隨著SDD 器件及其讀出電路設(shè)計(jì)和制備技術(shù)的發(fā)展,SDD 器件漏電流和前置放大器電路噪聲得到了極大的優(yōu)化,降低了前級(jí)系統(tǒng)的噪聲,采用較低的采樣頻率也能滿足噪聲抑制和高計(jì)數(shù)率的要求[3,19,20].因此,在脈沖處理系統(tǒng)中,主要是ADC采樣位數(shù)對(duì)能量分辨率有重要影響.

有限的采樣位數(shù)造成能量分辨率變差的程度,與ADC 采樣位數(shù)N、ADC 輸入范圍Vdyn和前級(jí)電路轉(zhuǎn)換增益Gcv有關(guān).此處主要從電路設(shè)計(jì)的角度來(lái)降低量化誤差的影響,因此,關(guān)注的對(duì)象是ADC 輸入范圍Vdyn和轉(zhuǎn)換增益Gcv.

由(2)式和(3)式可知,在采樣位數(shù)N一定的情況下,量化誤差的標(biāo)準(zhǔn)差與ADC 輸入范圍Vdyn成正相關(guān),采用較小輸入范圍的ADC 能使量化誤差減小.但是較小的Vdyn會(huì)使前置放大器的輸出信號(hào)超出ADC 輸入范圍,使采集的數(shù)據(jù)飽和.利用數(shù)模轉(zhuǎn)換器(digital-to-analog converter,DAC)來(lái)動(dòng)態(tài)調(diào)整前端電子學(xué)的參考電平,能避免數(shù)據(jù)飽和的問(wèn)題,如圖6 所示.

圖6 DAC 反饋參考電平Fig.6.DAC feedback reference.

前置放大器的信號(hào)輸入到差分放大器正相輸入端,反相輸入端的電平由DAC 控制;差分放大器將輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分信號(hào),輸入到ADC;ADC采樣后將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字脈沖處理平臺(tái);數(shù)字脈沖處理平臺(tái)根據(jù)ADC 傳送來(lái)的數(shù)據(jù),實(shí)時(shí)調(diào)整DAC的輸出,使差分放大器的輸出信號(hào)保持在ADC 的輸入范圍內(nèi),防止數(shù)據(jù)飽和.在差分放大器放大倍數(shù)為1 的情況下,采用較小的ADC 輸入范圍實(shí)現(xiàn)等效采樣位數(shù)的提升,即

式中,Vdyn表示原有較大的ADC 輸入范圍.需要注意的是,DAC 的精度問(wèn)題也不能忽視,應(yīng)該盡量選擇精度較高的DAC 來(lái)實(shí)現(xiàn)反饋控制.

一個(gè)更簡(jiǎn)單的方式是減小前置放大器輸出信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍,然后采用差分放大器將信號(hào)放大后再由ADC 采樣,如圖7 所示.圖中,VBias等于前置放大器輸出信號(hào)的中值,用于匹配前置放大器信號(hào)的偏移[20].差分放大器的輸出和等效提升采樣位數(shù)為

圖7 前置放大器輸出信號(hào)放大后采樣Fig.7.Sampling after the preamplifier output signal is amplified.

式中,R2/R1表示差分放大器的放大倍數(shù),Vo(t)為前置放 大器輸出信號(hào),Vout(t)為差分 放大器輸出信號(hào).

前置放大器輸出信號(hào)直接放大的方法具有設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單和成本低等優(yōu)勢(shì),適用于前置放大器轉(zhuǎn)換增益較大的情況.DAC 反饋參考電平利用DAC 來(lái)動(dòng)態(tài)調(diào)整反相輸入電壓,因此可采用較小動(dòng)態(tài)范圍的ADC 器件,減小量化誤差,同時(shí)電路中的差分放大器還可提供一定的增益,更進(jìn)一步降低對(duì)ADC采樣位數(shù)的需求,但是電路設(shè)計(jì)更為復(fù)雜,適用于前置放大器轉(zhuǎn)換增益較小的情況.

2.3 脈沖成形算法

脈沖成形是脈沖處理系統(tǒng)中關(guān)鍵的算法,對(duì)系統(tǒng)的能量分辨率和計(jì)數(shù)率等性能起著重要作用.梯形成形算法在抑制脈沖堆積和彈道虧損等非理想因素方面具有優(yōu)異的性能,因而被廣泛用于數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中[26,27].用梯形脈沖的z變換表達(dá)式除以前置放大器輸出信號(hào)的z變換表達(dá)式,可以獲得梯形成形的傳遞函數(shù),如(10)式所示,具體推導(dǎo)過(guò)程可參考相關(guān)研究論文[27].

根據(jù)(4)式,前級(jí)系統(tǒng)參數(shù)的波動(dòng)可能來(lái)自探測(cè)器漏電流Ileak和電荷收集時(shí)間的變化,其中電荷收集時(shí)間的影響被稱為彈道虧損,關(guān)于梯形成形在抑制彈道虧損上的優(yōu)異性能已經(jīng)有許多報(bào)道[26,28],此處僅討論探測(cè)器漏電流Ileak變化帶來(lái)的影響.

漏電流Ileak變化會(huì)引起前置放大器輸出信號(hào)上升斜率的變化,上升斜率R≈Ileak/Cf,其值通常在幾伏每秒到數(shù)千伏每秒之間.在不同上升速率的前放信號(hào)上疊加一個(gè)階躍信號(hào),分析由漏電流變化引起的成形結(jié)果的改變.分別設(shè)置信號(hào)的上升斜率為0,100,500 和1000 V/s,疊加幅度為0.016 V的階躍信號(hào);梯形成形上升時(shí)間設(shè)置為1 μs,平頂寬度為0.5 μs,得到成形結(jié)果如圖8 所示.可以看出,上升斜率的改變不會(huì)導(dǎo)致梯形形狀畸變,僅僅是基線與峰值整體出現(xiàn)偏移,上升斜率越大,偏移量越大.

圖8 不同上升斜率下的梯形成形結(jié)果Fig.8.Trapezoidal shaping results with different ascending slope.

為了檢驗(yàn)基線與峰值的偏移量是否相等,將各自的數(shù)值與上升斜率R的關(guān)系畫在圖9 中,基線與峰值保持平行,并且分別與Y軸交于點(diǎn)(0,0)和(0,0.016),因此成形后梯形的幅度不隨上升斜率的變化而變化.需要說(shuō)明的是,以上分析是在成形時(shí)間1 μs 下進(jìn)行的,分析結(jié)果適用于其他成形時(shí)間.

圖9 基線與峰值隨上升斜率的變化Fig.9.The change of baseline and peak value with ascending slope.

對(duì)于傳統(tǒng)的SDD 射線探測(cè)系統(tǒng),受環(huán)境溫濕度和電路老化等因素影響,前置放大器與數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的中間級(jí)電子學(xué)參數(shù)發(fā)生波動(dòng),會(huì)引起梯形成形的結(jié)果發(fā)生畸變,導(dǎo)致能量分辨率變差[15,16].因此,相對(duì)比而言,本文提出的新型數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)具有更強(qiáng)的魯棒性.

3 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)及測(cè)試結(jié)果

在本文提出的數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中,ADC 直接對(duì)前置放大器的輸出信號(hào)采樣,而前置放大器的信號(hào)非常微弱,因此ADC 的參數(shù)對(duì)系統(tǒng)性能有重要影響.由對(duì)ADC 與系統(tǒng)性能的關(guān)系分析可知,主要是ADC 采樣位數(shù)對(duì)能量分辨率的影響較大.本文提出的數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)主要面向轉(zhuǎn)換增益為1.76 mV/keV 的前級(jí)系統(tǒng),該增益較大,采用前置放大器輸出信號(hào)放大后采樣的電路結(jié)構(gòu)(圖7),選擇采樣位數(shù)為16 bits 的ADS5560 為采樣ADC,采樣頻率為40 MHz.ADS5560 為差分輸入,需要用全差分放大器將前置放大器的單端信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分信號(hào),設(shè)計(jì)中選擇LMH6552 作為差分放大單元.

數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)要實(shí)時(shí)對(duì)脈沖信號(hào)進(jìn)行處理,否則過(guò)多的無(wú)用信號(hào)會(huì)占用大量存儲(chǔ)空間,或者使系統(tǒng)死時(shí)間增大.現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(field programmable gate array,FPGA)具有并行計(jì)算和可重構(gòu)等優(yōu)勢(shì),非常適合脈沖信號(hào)實(shí)時(shí)處理.根據(jù)實(shí)際需求以及后期的可擴(kuò)展性考慮,選擇Xilinx公司型號(hào)為XC7A35T 的FPGA 作為數(shù)字脈沖處理平臺(tái),并將圖2 中的數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)實(shí)施到FPGA 中.為了便于控制與數(shù)據(jù)傳輸,為數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)設(shè)計(jì)了上位機(jī)軟件.

首先用信號(hào)發(fā)生器(Keysight 33600A)作為前級(jí)系統(tǒng),對(duì)數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)試驗(yàn)證,測(cè)試框圖如圖10 所示.當(dāng)有X 射線入射到SDD 中時(shí),前置放大器輸出鋸齒波與階躍的疊加信號(hào),在前面的分析中已經(jīng)證明,信號(hào)的上升斜率不影響脈沖幅度的提取,所以用信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生階躍信號(hào)來(lái)模擬SDD 和前置放大器的輸出信號(hào).固定階躍信號(hào)幅度為100 mV,在3.2 μs 成形時(shí)間下得到圖11所示的單譜峰,受信號(hào)發(fā)生器精度和采樣電路噪聲影響,譜線FWHM 為3.48 道,由于此時(shí)數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)尚未采用放射源進(jìn)行標(biāo)定,還不能獲悉其等效噪聲電荷值.以10 mV 為幅度梯度,從10 mV 開始逐漸遞增階躍信號(hào)的幅度到100 mV,測(cè)得系統(tǒng)非線性度如圖12 所示,可以看出,數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)最大非線性度小于0.5%,滿足能譜處理需求[29].

圖10 用信號(hào)發(fā)生器測(cè)試數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)Fig.10.Test digital pulse processing system with a signal generator.

圖11 固定階躍信號(hào)幅度下的單譜峰Fig.11.Single spectra peak with fixed step signal amplitude.

圖12 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)非線性度Fig.12.Non-linearity of digital pulse processing system.

采用KETEK 的SDD 探頭(AXAS-D-H20LE)作為前級(jí)系統(tǒng)對(duì)數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)際測(cè)試,探頭內(nèi)部集成SDD 器件、前置放大器和半導(dǎo)體制冷器等部件;55Fe 作為放射源,在3.2 μs 的成形時(shí)間下得到能譜,結(jié)果如圖13 所示,能量分辨率為154 eV＠5.89 keV,測(cè)試系統(tǒng)總的等效噪聲電荷(equivalent noise charge,ENC)為11.61 e-.

圖13 55Fe 能譜測(cè)試結(jié)果Fig.13.Spectra test results of 55Fe.

用55Fe 完成能譜的標(biāo)定,結(jié)合信號(hào)發(fā)生器測(cè)得的噪聲峰FWHM 3.48 道,計(jì)算得出數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)自身的ENC 為3.72 e-;可以看出,數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的噪聲對(duì)能量分辨率的影響較小,驗(yàn)證了數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的正確性.

需要說(shuō)明的是,能量分辨率測(cè)試結(jié)果與SDD器件的最優(yōu)分辨率127 eV＠5.89 keV 尚有差距[14].引起能譜展寬的因素有法諾效應(yīng)、電荷收集效率和電子學(xué)噪聲;法諾效應(yīng)與電荷收集效率是探測(cè)器(偏壓和溫度等固定)的固有特性,不隨成形時(shí)間的變化而變化;電子學(xué)噪聲包含串聯(lián)白噪聲、閃爍噪聲和并聯(lián)白噪聲[18],根據(jù)(6)式,串聯(lián)白噪聲隨成形時(shí)間增大而減小,閃爍噪聲不隨成形時(shí)間的改變而改變,并聯(lián)白噪聲隨成形時(shí)間的增大而增大[24].各影響因素與成形時(shí)間的關(guān)系如表3 所列.

表3 能量分辨率影響因素與成形時(shí)間的關(guān)聯(lián)Table 3.Relations between energy resolution impact factors and shaping time.

在成形時(shí)間6.4 μs 下對(duì)系統(tǒng)能量分辨率進(jìn)行測(cè)試,得到176 eV＠5.89 keV,可以發(fā)現(xiàn),隨著成形時(shí)間增加,能量分辨率變差,結(jié)合表3 可知,系統(tǒng)中的并聯(lián)白噪聲起主導(dǎo)作用.并聯(lián)白噪聲與探測(cè)器漏電流成正相關(guān),由以下公式表示:

式中,A1為與成形方式有關(guān)的系數(shù),由此可知,測(cè)試中SDD 漏電流偏大導(dǎo)致并聯(lián)白噪聲的影響較大,使能量分辨率降低.在測(cè)試中使用的SDD 采用AP3.3 作為保護(hù)窗,環(huán)境光容易穿透保護(hù)窗進(jìn)入SDD,而且SDD 探頭的制冷溫度不足,這些因素導(dǎo)致SDD 的漏電流偏高,使并聯(lián)白噪聲增加[20],與上述推論一致.

4 結(jié)論

本文針對(duì)現(xiàn)有SDD 脈沖處理系統(tǒng)存在的脈沖堆積抑制性能差以及易受前級(jí)電路參數(shù)波動(dòng)影響的問(wèn)題,提出一種SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng),在該系統(tǒng)中,ADC 直接采樣前置放大器的輸出并將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字脈沖處理平臺(tái)進(jìn)行處理.由于ADC直接采樣前置放大器輸出信號(hào),ADC 的參數(shù)對(duì)系統(tǒng)性能有重要影響.基于前置放大器工作原理,建立了前置放大器輸出信號(hào)表達(dá)式,并分析了ADC采樣位數(shù)和采樣頻率對(duì)系統(tǒng)性能的影響,分析結(jié)果顯示主要是ADC 采樣位數(shù)對(duì)能量分辨率有巨大的影響.提出了DAC 反饋參考電平和放大后采樣兩種優(yōu)化的采樣電路,以減小ADC 采樣位數(shù)的影響.研究前置放大器輸出信號(hào)上升斜率對(duì)數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中的梯形成形結(jié)果的影響,隨著上升斜率的改變,梯形脈沖的波形沒(méi)有發(fā)生畸變,而梯形脈沖的基線和峰值出現(xiàn)整體偏移,兩者的偏移量相等,不影響脈沖幅度的提取,這證明新型數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)能夠抵抗前級(jí)系統(tǒng)參數(shù)波動(dòng)帶來(lái)的影響.建立了數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的硬件平臺(tái)并將數(shù)字處理算法實(shí)施到FPGA 中,用55Fe 作為放射源對(duì)SDD 探頭進(jìn)行輻射,測(cè)得了55Fe 的能譜,驗(yàn)證了數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的可行性.在后續(xù)工作中,將會(huì)把本文提出的數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)應(yīng)用到更多類型的射線探測(cè)器中,包括高純鍺探測(cè)器和Si-PIN 等.

感謝鄭占旗博士關(guān)于串/并聯(lián)白噪聲及其采樣的討論.