基于單端正激變換的遠距離無線傳感器網絡電源自供電技術

梁 妍， 馬愛霞， 郭騰達

(1. 鄭州工商學院工學院，河南 鄭州 451400; 2. 光力科技股份有限公司，河南 鄭州 450001)

0 引 言

在遠距離無線傳感器網絡的應用中，常因遠距離無線傳感器網絡內各節點的電源均為有限的，導致遠距離無線傳感器網絡在能量使用方面存在明顯約束條件。遠距離無線傳感器網絡電源所使用的能源通常來自于電池或太陽能，無法滿足遠距離無線傳感器網絡長時間的工作需求，因此需要研究一種有效的電源自供電技術。國外有學者研究了壓電能量采集技術等供電方法，文獻[1]中從壓電材料、采集結構等方面做出了一些研究成果，提出了一個垂直交錯矩形通孔懸臂模型，從多個方向的振動收集能量，但普遍存在轉換效率低、輸出功率小等問題。目前相關領域有學者對自供電技術做出一定的研究成果。徐強菊[2]等提出在物聯網傳感器網絡中，通過收集環境中的低頻機械振動能量，利用壓電陶瓷換能器產生交流電壓，經過四倍壓電路放大后，通過電源管理電路整流變換，提供了一個供低功耗傳感器工作的標準電壓。該方法能有效地實現低功耗傳感器的供電，但該方法僅考慮了微弱能量收集電路，實際應用中存在一定的局限性。岳釩[3]等提出設計一個自供電型溫度傳感器系統，設計能量收集、能量存儲和傳感器節點等模塊，利用溫差進行能量收集，利用單片機控制能量轉化為電功率，實現了系統自供電。該方法較為節能，僅利用溫差即可實現系統的正常運行，但溫差需要大于30 ℃，這對環境的要求較高，難以實際應用。

但遠距離無線傳感器網絡電源自供電過程中，太陽能或電池輸出電壓并不穩定[4]，針對這一問題，研究基于單端正激變換的遠距離無線傳感器網絡電源自供電技術，通過控制功率變壓器和鉗位電容容量，改進單端正激變換器，以提升電源功能轉換效率。在對能量穩壓處理后，利用單片機檢測各供電端電壓，選擇合適的供電端進行供電，確保輸出功率的穩定，實現遠距離無線傳感器網絡電源穩定自供電。

1 遠距離無線傳感器網絡電源自供電技術

1.1 單端正激變換器設計

利用單端正激變換器可轉換太陽能電池板輸出的直流電壓，同時單端正激變換器還能發揮隔離作用，在某些情況下還可發揮變壓作用[5-6]。利用單端正激變換器可實現遠距離無線傳感器網絡內電源變換的功能，不僅實現太陽能電池在不同輸入電壓條件下均有效輸出12 V直流電壓的目的，同時還可隔離輸入交流電源波動[7]，降低太陽能電池輸入波動對遠距離無線傳感器網絡電源自供電結構的影響。

1.1.1 單端正激變換器電路結構

具有穩壓功能的單端正激變換器采用單端正激變換原理設計，單端正激變換是根據Buck變換拓展產生的直流—直流變換電路[8]，也就是將隔離變壓器添加入Buck變換內，構建單端正激變換器，其結構如圖1所示。

圖1 基于單端正激變換的穩壓電路結構

在開關管T閉合的條件下，變壓器副邊形成電流，反并聯二極管 D1和 D2分別處于導通和截止狀態，電感電壓為正，變壓器副邊電流線性提升[9]。用DC和TS分別表示開關管導通時間占空比和開關管導通關斷周期，在DC×TS期間內，可利用下式計算電感電壓uL：

式中：Z1和Z2——初級匝數和次級匝數；

US和U0——輸入電壓和輸出到負載 R上的電壓值。

在開關管 T截止的條件下，變壓器副邊無電流流徑，負載電流經反并聯二極管 D2續流，在(1-DC)×TS期間內，電感電壓和電流分別處于負狀態和線性下降狀態[10]，公式描述：

穩態狀態下，一個周期內電感電壓積分值為零，由此能夠得到：

通過式（3）能夠得到：

其中J表示輸出電壓與輸入電壓比值。

通過式（4）得到，單端正激變換器電壓增益與開關導通占空比之間表現為正比例相關。

1.1.2 功率變壓器設計

功率變壓器是單端正激變換器的重要組成部分[11]。在設計單端正激變換器內的功率變壓器時，為提升遠距離無線傳感器網絡電源供能的轉換效率，在激磁電感固定的條件下降低漏感[12]，在漏感較小的條件下可相應降低鉗位電容值，以此優化單端正激變換器的電路動態特性。

1）占空比與初、次級匝數比確定

單端正激變換器內的功率變壓器占空比計算公式如下式所示：

其中VRDS和VL分別表示整流管壓降和濾波電感壓降。

單端正激變換器內的功率變壓器占空比可高于0.5，最大占空比可達到0.7。

以Ee和Ew分別表示功率變壓器內磁芯柱截面和窗口面積，由此得到功率變壓器的功率容量乘積Ep，其計算公式為：

在100 ℃條件下，功率變壓器飽和磁通為Bmax，在溫升條件下Bmax值會降低，為避免出現單端正激變換器通電瞬間出現磁飽和現象[13]，以保障單端正激變換器穩定運行為目的，設定Bmax值為380 mT。利用下式表示電磁感應定律：

其中ton表示變換器通電時間。通過確定最終匝數比，根據匝數比可確定占空比上限值。

2）功率管反向峰值電壓上限值計算

功率管反向峰值電壓上限值Uds可描述開關管電壓應力計算表達式如下：

在輸入電壓或輸出電壓值固定的條件下，匝數比值與Uds值之間為正比例相關[14]，匝數比值越低，Uds值越低。

3）初、次級電感確定

初級電感量計算公式如下：

其中，EL表示電感系數。次級電感量計算公式如下：

由此，通過確定占空比和初、次級匝數比，計算功率管反向峰值電壓上限值，確定初、次級電感，實現了單端正激變換器的功率變壓器優化設計。

1.1.3 鉗位電容計算參數確定

確定單端正激變換器的鉗位電容容量。根據電感系數EL和 初級電感量Lp確定鉗位電容容量，公式描述如下：

在輸入電壓為最低值的條件下，占空比值達到上限，在此條件下磁芯復位時間達到下限值，此時鉗位電容電壓達到上限值，公式描述如下：

綜合式（11）和式（12）選用標稱值，在實際應用過程中需考慮單端正激變換器電路結構布線與焊點雜散電容對鉗位電容容量的影響[15]。

1.1.4 PWM頻率控制電路設計

利用脈沖寬度調制（pulse width modulation，PWM）芯片調制一系列脈沖寬度，等效獲得電源供電所需波形。單端正激變換器內的PWM芯片選取SG3525，如圖2所示。

圖2 SG3525控制電路

利用SG3525芯片的電容和電阻可以改變輸出控制信號的頻率，利用電壓可以改變輸出脈寬，基于上述優勢，節點C-DAC通過DAC的2通道隔離控制SG3525的時鐘啟動電壓，實現PWM調頻功能。至此，完成對單端正激變換器的改進優化設計。

1.2 遠距離無線傳感器網絡電源自供電實現

遠距離無線傳感器網絡電源自供電實現過程如圖3所示，主要通過太陽能電池板、單端正激變換器、超級電容、單片機控制器與可充電鋰電池等部件實現。為最大限度上發揮太陽能電池板的效益，采用3塊不同朝向的太陽能電池板。

圖3 遠距離無線傳感器網絡電源自供電結構

遠距離無線傳感器網絡電源自供電實現過程如下：自供電過程中，需以遠距離無線傳感器網絡節點所處區域可有效獲取太陽光為基礎，在太陽光可有效照射的條件下，遠距離無線傳感器可通過太陽能電池板接收太陽能能源，太陽能能源通過單端正激變換器進行穩壓處理后，一部分進入超級電容內，剩余部分進入可充電鋰電池內，分別對超級電容與可充電鋰電池充電。單片機控制器的主要功能是檢測整個遠距離無線傳感器網絡電源自供電結構內不同供電端的電壓情況，當太陽能電池板輸入電壓大于超級電容和可充電鋰電池端的電壓時，單片機控制器開始控制通過單端正激變換器進行穩壓處理，并對超級電容和鋰電池進行充電，以此顯著延緩鋰電池充放電過程，提升遠距離無線傳感器網絡電源自供電結構的耐用性。

2 實驗分析

實驗為驗證本文研究的基于單端正激變換的遠距離無線傳感器網絡電源自供電技術在實際遠距離無線傳感器網絡電源自供電中的應用效果，選取某大學實驗室內的環境監測系統為研究對象，該研究對象采用遠距離無線傳感器網絡對實驗室內部溫度、濕度等環境信息進行監測。將本文技術應用于研究對象電源自供電應用中，設定本文技術自供電應用過程中的相關參數如表1所示。

表1 本文技術相關參數

2.1 充放電控制測試

為驗證本文技術供電控制的有效性，獲取本文技術充放電過程曲線，如圖4所示。

圖4 充放電過程曲線

由于本文技術中太陽能電池是主要能源供應器，本文技術控制太陽能電池對能量存儲器進行供電，在能量存儲器的電壓上升至預先設定的閾值時，即切換能量存儲。分析圖4得到，本文技術可實現科學控制充電與供電過程，在150 min時，由于切換能量存儲，出現了小幅度的電壓變化，短時間內又恢復較為平穩的電壓輸出。

2.2 單端正激變換器設計

為驗證本文技術中單端正激變換器的應用情況，選取12 Ω電阻為負載，變化交流電壓幅值，分別將10 V、50 V和100 V交流電壓作為采樣點，利用單端正激變換器對研究對象電源實現變換，同理利用PWM控制信號控制開關管通斷，得到輸出電壓波形如圖5所示。

圖5 不同交流電壓輸入條件下單端正激變換器輸出波形

分析圖5得到，輸入電壓同PWM控制信號的占空比之間表現為反比例相關，即輸入電壓數值越大，PWM控制信號的占空比越小。當輸入交流電壓為100 V的條件下，PWM控制信號占空比達到最小值，這表明在開關管導通時間值較小的條件下，單端正激變換器即可輸出12 V平均電壓；在輸入交流電壓為10 V的條件下，PWM控制信號占空比達到最大值，這表明在開關管導通時間值較大的條件下，單端正激變換器才可輸出12 V平均電壓。需說明一點，單端正激變換器采用升壓形式才能令輸入電壓較小的條件下依舊輸出12 V電壓。

2.3 不同負載條件的對比分析

針對研究對象電源自供電電路，其既需要為電源提供所需電壓，還需符合電路功率要求。為檢測本文技術電源功率輸出的穩定性，需在不同負載條件下進行測試。依照測試需求，設定電源功率與負載電阻分別為40 W和5 Ω，獲取最大輸出功率下的輸出電壓與電流波形，結果如圖6所示。

圖6 不同輸入電壓條件下的測試結果

保持輸入電壓分別為10 V、50 V和100 V，得到結果如圖6所示。圖6（a）所示為不同輸入電壓下的輸出電壓波動情況，對其進行分析得到，5 Ω負載條件下，單端正激變換器電壓波形波動情況同12 Ω負載條件下一致。當輸入電壓為10 V時，輸出電壓曲線波動性明顯提升，在0.4 s處單端正激變換器輸出電壓波動峰值與輸出電壓均值的比值大致為5.5%。圖6（b）所示為不同輸入電壓下電流波形波動情況，對其進行分析得到，在0.4 s處，輸入電壓為10 V、50 V和100 V時，電流輸出較穩定，通過電流與電壓的乘積計算單端正激變換器功率分別為40.35 W、41.26 W和41.48 W，輸出功率較為穩定。

以上實驗結論充分說明本文技術能夠在輸出電壓保持12 V的基礎上，完成40 W功率輸出。在負載條件一致的狀態下，輸出功率較為穩定，同輸入電壓變換較為微弱。同時利用差異負載電阻匹配過程調節輸出功率，滿足遠距離無線傳感器網絡電源自供電需求。

3 結束語

本文研究基于單端正激變換的遠距離無線傳感器網絡電源自供電技術，設計單端正激變換器電路結構、變壓器與鉗位電容等，優化單端正激變換器，對太陽能能源進行穩壓處理。實驗測試結果表明本文技術在電源自供電方面取得了較好的應用效果。隨著遠距離無線傳感器網絡技術應用領域的持續擴展，本文技術對于延長傳感器網絡使用時間，降低傳感器網絡功率耗損，拓展傳感器網絡節點設置范圍等均產生顯著影響，具有顯著推廣價值。