基于組合補償網絡的抗偏移恒流輸出無線電能傳輸系統研究

謝文燕 陳 為

基于組合補償網絡的抗偏移恒流輸出無線電能傳輸系統研究

謝文燕 陳 為

（福州大學電氣工程與自動化學院 福州 350108）

針對無線電能傳輸（WPT）系統線圈相對位置偏移引起傳輸效率降低、輸出電流不穩定和發射線圈過電流問題，提出一種抗偏移恒流輸出型WPT系統及其參數配置方法。該系統將LCC-LCC和串聯-串聯（S-S）補償網絡進行輸入串聯和輸出串聯，并采用QDQPs磁耦合結構。在此基礎上，通過合理的參數配置，不僅實現了與負載無關的恒流輸出，而且可以實現抗方向、方向、方向以及方向線圈同時偏移的性能，還可以避免發射線圈過電流。該文分析所提系統的傳輸特性，從理論上證明了系統具有良好的抗偏移性能。最后，搭建了一個280W實驗平臺，驗證了理論分析的正確性和可行性。

無線電能傳輸 抗偏移 恒流輸出 組合補償網絡 參數配置

0 引言

無線電能傳輸（Wireless Power Transfer, WPT）技術，因其克服傳統有線供電方式容易產生電接觸電火花、老化磨損和便捷性差等缺點，具有可靠性高、靈活性好、維護費用低及環境親和力強等優點，近年來得到了迅速的發展。目前，WPT技術在電動汽車、觀光車、便攜式電子設備、植入式醫療電子設備以及某些特殊應用場合（如化工、礦井、油田鉆采、高電壓環境、水下探測等）的電能傳輸等領域展開了廣泛的研究，并開始走向商業化[1-7]。

在WPT技術實際應用場合中，發射線圈和接收線圈位置發生偏移是不可避免的。由于接收線圈的位置會影響系統結構參數（線圈自感和互感等），造成系統在恒定輸入電壓下難以維持輸出電壓或電流恒定；此外，當接收側的負載是電池或攪拌機等廚房電器時，在工作過程中等效負載電阻變化較大，這些都會導致系統的各項性能指標（諧振頻率、器件應力、輸出電壓電流、傳輸功率、傳輸效率、穩定性等）受到影響[8]。為解決該問題，提高系統抗偏移恒輸出性能可從閉環控制技術[9-11]、磁耦合結構[12-15]、補償網絡及參數優化[16-20]這幾方面展開研究。對比以上三種抗偏移恒輸出方法可看出，閉環控制技術增加了系統的復雜性及所對應的控制成本，有時還需額外增加調節電路，并且涉及頻率調節時，易引起頻率分裂現象，導致系統穩定性降低。此外，通過調節變換器的占空比來控制系統輸出的功率流，當負載和耦合系數變化范圍比較大時，系統的調制系數較大，系統控制相對復雜。通常大多數控制器需要射頻通信，增加了額外的成本。另外，控制器和通信的速度和準確性可能會導致系統控制的可靠性問題。而采用磁耦合結構和補償網絡的設計和優化可使系統的控制簡化，不涉及發射和接收之間的通信問題，但現有磁耦合結構如Q（Quadrature）[11]、DD（Double-D）[12]、BP（Bipolar）[12]、DDQ（Double-D Quadrature）[2]、TP（Tripolar Pad）[15]等線圈的互感隨位置變化而劇烈變化的問題或者只存在一個方向的抗偏移特性；現有的補償網絡在接收側發生偏移（互感波動較大）或負載大范圍變化時造成系統在恒定輸入電壓下難以輸出恒定電壓或恒定電流，甚至引起效率降低的問題，同時，其恒壓或恒流的輸出特性大部分受制于磁耦合結構參數，參數設計自由度相對較低。因此，為實現系統的魯棒性、控制的簡易性、運行的穩定性、應用的普適性，有必要對補償網絡和磁耦合結構進行進一步的研究，以提高系統的抗偏移特性和抗負載擾動的性能以及提高系統參數設計的自由度。

在WPT系統中使用不同的諧振拓撲會對電能輸出的恒壓恒流、抗偏移、效率等特性產生影響，同時合理地諧振補償網絡設計還可以達到簡化電路結構、控制和提高系統性能的效果。在補償網絡的研究方面，近年來，有學者提出將兩個具有不同輸出性能的補償網絡進行組合[21-24]，來達到使系統輸出恒定的目的，如文獻[21-22]提出LCC-S與S-LCC補償網絡進行組合（輸入并聯輸出串聯）實現系統的恒壓輸出，但系統均采用的是DDQ磁結構，其在線圈平面上只有一個方向的自解耦能力，因此僅存在一個方向（方向或方向）的抗偏移性能；文獻[23-24]基于DDQ磁耦合結構采用LCC-LCC和串聯-串聯（Series-Series, S-S）組合補償網絡實現系統恒流輸出，但由于系統采用輸入并聯輸出并聯的組合，當系統的偏移范圍過大時，前級高頻逆變電路開關管電流和發射線圈電流存在過電流現象，同時由于采用DDQ磁結構，同樣只在一個方向（方向或方向）具有良好的抗偏移性能。此外，這些文獻雖實現了系統的恒輸出性能，但并沒有對基于組合補償網絡實現恒輸出構造原則進行詳細的分析。基于此，本文主要研究基于組合型補償網絡的抗偏移恒流輸出型無線電能傳輸系統及其參數配置原則。首先介紹組合補償網絡拓撲實現恒流輸出的構造原則與實現條件；接著詳細分析基于LCC-LCC和S-S補償網絡的輸入串聯輸出串聯型無線電能傳輸系統的性能，分析并設計QDQPs（Quadruple-D Quadrature Pads）型磁耦合線圈結構；在此基礎上提出在給定偏移和輸出電流允許波動范圍下的系統參數配置方法，同時分析系統參數的敏感度與軟開關實現的方法；最后通過實驗驗證該理論分析的正確性。

1 組合補償網絡拓撲的構造原則與恒流輸出實現

在輸入電壓恒定的情況下，諧振補償網絡輸出電流與發射線圈和接收線圈之間互感的關系與補償網絡的結構有關，有些網絡與互感成正比，有些網絡與互感成反比。如果把這樣的一個補償網絡當作一個二端口網絡（黑盒子），只考慮輸入與輸出的關系，若二端口網絡1的輸出電流與互感1成正比（如LC-P、LC-LC和LCC-LCC補償網絡[24-25]），二端口網絡2的輸出電流與互感2成反比（如S-S補償網絡[26]），通過合理的磁耦合結構設計使得互感1與互感2隨位置偏移的變化趨勢相一致，再將這兩個具有互補特性的補償網絡結構串并聯組合，就有機會實現整個網絡輸出電流波動小的目的，從而可實現提升磁耦合系統的抗偏移特性。

表1 兩個補償網絡的連接

Tab.1 The connection of two compensating networks

從表1可看出，ISOP和IPOS要實現恒流輸出，必須使原兩個互補輸出的補償網絡在接收負載發生任意位置偏移時具有相同的電流輸出增益，這在實際運行時難以保證。因此，四種組合中只有ISOS和IPOP有機會實現系統的恒流輸出，但研究表明，IPOP系統當接收線圈偏移范圍過大時，系統中流過逆變器開關管的電流會急劇增大[24-25]，因此本文研究ISOS型無線電能傳輸系統。

2 ISOS型無線電能傳輸系統

圖1是基于ISOS組合補償網絡WPT系統。圖中，inDC為系統的直流輸入電壓，Q1～Q4為功率MOSFET，VD1～VD4為高頻整流二極管，p1、p2為發射線圈，s1、s2為接收線圈，AB為全橋高頻逆變器輸出電壓即接收側高頻整流電路的輸入電壓，eq為后級全橋高頻整流電容濾波電路的等效負載電阻，eq=8o/p2，o為負載電阻，1、2、p1、p2、s1和s2為線圈內阻，p1s1和p2s2為發射線圈和接收線圈的主耦合互感，p1p2和s1s2為同側交叉耦合互感，p1s2和p2s1是不同側交叉耦合互感，各同名端如圖1標示。1、1、p1、p1和2、2、s1、s1構成LCC-LCC補償網絡，p2、p2和s2、s2構成LC-LC串聯補償網絡。

圖1 ISOS組合補償網絡WPT系統

在實際應用的電路中，1和p2的串聯可以用一個等效的電感eq1或電容eq1來表示，即

同理，2和s2的串聯等效電感eq2和電容eq2可表示為

2.1 系統性能分析

假設全橋逆變器開關管的工作角頻率為，則采用基波分析法，圖1中全橋逆變器的輸出電壓為

系統輸出電流為

列寫KVL方程，得到

其中

忽略線圈內阻和交叉耦合影響的同時，使電路工作角頻率滿足

從式（8）可看出，輸入阻抗呈純阻性，逆變電路的開關管可實現零相位（Zero Phase Angle, ZPA）。

同時系統的電流輸出增益表達式為

從式（9）可以看出，當忽略線圈內阻和交叉耦合時，系統的輸出電流解耦于負載電阻，同時通過合理的磁耦合結構設計使p2s2和p1s1隨位置偏移具有相同的變化趨勢（同時增大或同時減小），那么VI可以恒定，即實現系統的恒流輸出。

式（5）～式（9）的分析均未考慮交叉耦合的影響。下面考慮交叉耦合的影響，為簡化分析，分成以下兩種情況考慮。

第一種情況，考慮同側交叉耦合即p1p2和s1s2不為零，采用同樣的方法可以得到

從式（10）可以看出，考慮同側交叉耦合后，諧振補償網絡的輸入電流和輸出電流、發射線圈和接收線圈上的電流受同側交叉耦合互感的影響。

第二種情況，考慮不同側交叉耦合即p1s2和p2s1不為零，同理可得

從式（11）可以看出，諧振補償網絡的輸入電流和輸出電流、發射線圈和接收線圈上的電流同樣受同側交叉耦合互感的影響。

考慮線圈內阻后，諧振網絡輸入電流和輸出電流分別為

其中

則諧振網絡的傳輸效率的表達式為

2.2 QDQP型磁耦合結構設計

從2.1節分析可知，ISOS補償網絡的輸入電流和輸出電流受同側交叉耦合和不同側交叉耦合的影響，因此實現ISOS型無線電能傳輸系統的抗偏移恒流輸出，磁耦合結構須具有如下性能：①磁結構要有兩個發射線圈和兩個接收線圈；②當接收線圈位置發生偏移時，線圈的自感維持穩定，主耦合互感p1s1和p2s2發生變化且p2s2和p1s1隨位置偏移具有相同的變化趨勢，同時同側耦合和不同側交叉耦合盡可能的小。DDQ具有這樣的性質，但是DDQ線圈的橫向偏移特性和縱向偏移特性不一 樣[24]。為解決這個問題，本文采用QDQPs線圈結構發射側和接收側磁結構相同，線圈結構及其參數如圖2所示，發射線圈和接收線圈結構的外圍尺寸為31.8cm×31.8cm，p1和s1由4個方形的D線圈串聯而成QDP（Quadruple-D Pad），匝數QDP=7，p2和s2采用QP（Quadrature Pad），匝數QP=6，線圈尺寸如圖2a所示。同時為增強線圈之間的耦合，加入了鐵氧體磁心（由6片尺寸為5.3cm×5.3cm的方形磁心拼接而成，材料為PC95，其初始磁導率為3 300，在25℃下，飽和磁感應強度為530mT，矯頑力9.5A/m），線圈之間的互感如圖2b所示。

圖2 QDQPs磁結構及其參數

為滿足磁耦合結構的性能要求②，發射線圈p1即QDP的電流方向需如圖2a所示，QDP中的任意兩個相鄰D線圈的電流方向相反，因此產生的磁場大小相等，方向相反，疊加后在QP產生的磁通為零，由于所設計磁結構的發射線圈和接收線圈結構相同，因此不僅能實現同側QDP與QP的解耦，同時還能實現不同側QDP與QP的解耦。（QDP線圈p1和s1由4個方形D線圈串聯方式按圖2中電流方向標注。）

由于QDQPs采用方形結構，其方向和方向的偏移性能相同，故后文將分析方向和方向偏移特性。

QDQPs自感和互感隨方向偏移曲線測量曲線如圖3所示。從圖中可以看出：①隨方向偏移線圈的自感幾乎不變；②主耦合p1s1和p2s2的數值較大，且隨著方向偏移的增大，p1s1和p2s2都減小且p1s1的數值（兩個QDP線圈之間的互感）整體比p2s2大（兩個QP線圈之間的互感），而交叉耦合（p1s2、p2s1、p1p2和s1s2）的數值很小，趨近于零可以忽略不計。

圖3 x方向偏移自感和互感測量曲線

據圖3b作出p2s2和p1s1的關系曲線如圖4所示，從圖中可以看出，p2s2和p1s1近似呈線性關系，將其關系表示成p2s2=p1s1+，其中，、為擬合系數，為無量綱數，的單位為H，借助Matlab多項式擬合函數擬合可得到=1.747 5，=-13.789×10-6H，擬合曲線如圖4中虛線所示（此組擬合參數只適合方向偏移最大距離為12cm，當最大偏移距離改變時，擬合系數要相應改變）。

圖4 Mp2s2和Mp1s1的關系曲線

圖5 沿對角線方向偏移自感和互感測量曲線

2.3 系統參數配置

從2.1節諧振網絡輸出電流CD的表達式（7）可以看出，輸出電流CD的大小受補償參數的影響，因此合理的參數配置對系統在一定偏移和負載變化下實現恒流輸出至關重要。

先求1和2的值。假設發射線圈和接收線圈對準情況下，p1與s1之間的互感為p1s1N，由2.2節分析可以得到p2s2N=p1s1N+，則此時電流輸出增益表達式為

設系統允許的輸出電流波動比為（一般取值為5%），則電流輸出增益允許的最大值和最小值可以表示為

若p1s1max和p1s1min為給定偏移范圍下p1與s1之間的最大互感和最小互感，由于p1s1在給定偏移范圍內數值大于0，則VI與p1s1之間的大小關系有四種，如圖6所示，輸出電流增益隨p1s1先增大后減小，當p1s1=p1s1opt時，VI達到最大值VIopt。

圖6 GVI與Mp1s1的關系

由于在參數配置時，2和1的關系是任意的，假設2=L1，為求得圖6中的VIopt和p1s1opt，令

從式（16）可得

則

第一種情況，如圖6a所示，在給定的偏移范圍內，VI(p1s1)在[p1s1min,p1s1max]范圍內單調遞增，此時系統參數需滿足

求解不等式組式（19）得到

如果式（20）無解，則說明系統的偏移工作區不在VI(p1s1)曲線的單調遞增區域。

第二種情況，如圖6b所示。在給定的偏移范圍內，VI(p1s1)在[p1s1min,p1s1max]范圍內單調遞減。此時需滿足

求解不等式組式（21）得到

如果式（22）無解，則說明工作區不在VI(p1s1)曲線的單調遞減區域。

第三種情況，如圖6c所示，在給定的偏移范圍內，VI(p1s1)在[p1s1min,p1s1max]區間內先增后減，但VI(p1s1max)≥VI(p1s1min)，此時需同時滿足

求解不等式組式（23）得到

如果式（24）無解，則說明工作區不在此區域。

第四種情況，如圖6d所示，在給定的偏移范圍內，GVI(p1s1)在[p1s1min,p1s1max]范圍內先增后減，但VI(p1s1max)≤VI(p1s1min)。此時需同時滿足

求解不等式組式（25）得到

如果式（26）無解，則說明工作區不在此區域。只能重新調整偏移范圍，重新計算。

綜上，系統補償參數的配置流程如圖7所示。為簡化分析，后文取=1。

圖7 系統補償參數的配置流程

2.4 ISOS補償參數敏感度分析與軟開關的實現

從輸入阻抗表達式（8），可看出輸入阻抗呈純阻性，前級高頻逆變電路的輸入阻抗可實現零相位。為使全橋高頻逆變器的開關管實現零電壓軟開關（Zero Voltage Switching, ZVS）和系統的恒流輸出，則輸入阻抗需呈弱感性，同時輸出電流大小不受影響或者影響很小。

圖8顯示了歸一化輸出電流與不同歸一化參數和方向偏移距離的關系，同時為簡化系統的控制，系統需實現變負載下的恒流輸出性能，因此圖8同時給出了歸一化輸出電流與不同歸一化參數和負載電阻o大小的關系。

從圖8可以看出，當磁結構的接收線圈在方發生偏移（偏移范圍為0～12cm）和系統負載電阻o發生變化（變化范圍為10～20W，變化量為100%）時，參數p1、s2、1和2變化量（變化量為±10%）輸出電流的變化量均小于5%，故可認為p1、s2、1和2的變化對于輸出電流的影響很小。因輸入阻抗的相位與系統的補償參數有關，因此可通過調節p1、s2、1和2的大小來調節輸入阻抗的相位，以使得系統的輸入阻抗呈弱感性。

圖9給出了不同歸一化p1、s2、1和2條件下輸入阻抗的相位隨方向偏移和負載電阻o的關系，從圖中可看出，1和2的變化（變化量為±10%），輸入阻抗相位的變化量很小（變化范圍在-5°～5°），而p1和s2的變化（變化量為±10%）對輸入阻抗相位的影響相對較大（變化范圍在-20°～40°），此外可看出，p1和s2減小時，系統的輸入阻抗相位增大，故可通過減小p1、s2參數來使輸入阻抗呈弱感性，實現高頻逆變橋開關管的ZVS。

圖9 輸入阻抗角與不同歸一化參數隨x方向偏移和負載電阻Ro變化的關系

3 實驗研究與驗證

為驗證前述理論分析的正確性，根據2.2節磁結構和2.3節參數配置方法設計并搭建了一個280W的基于QDQPs磁結構的ISOS型WPT系統平臺，實驗裝置如圖10所示。

圖10 實驗裝置

圖10a中①～⑩分別為直流供電電源、全橋逆變器、控制器、發射側補償電容、發射線圈、接收線圈、接收側補償電容、全橋高頻整流濾波電路、電子負載和PX8000功率分析儀。系統指標和詳細的參數見表2，控制芯片采用TMS320F28335型DSP，開關管選為IRFP4227，接收側整流二極管選為MBR20200。圖10b為QDQPs磁耦合結構，線圈采用0.1mm×150mm的利茲線，線圈間距離為10cm，其結構和幾何參數具體見圖2標注，負載電阻采用固緯PEL-2041A可編程直流電子負載。為驗證系統的抗偏移性能，系統采用開環控制。

3.1 關鍵實驗波形與分析

當傳輸距離為10cm，負載電阻o=17.5W，發射線圈和接收線圈對準時，逆變器的輸出電壓AB和電流AB的波形以及接收側整流橋輸入電壓CD與輸入電流CD波形如圖11a所示，從圖11a中可以看出，逆變電路輸出電壓和電流相位差為-0.122°，接近零相位差，逆變器的功率MOSFET可實現ZPA。當減小eq2后（實際取51.73nF），逆變器的輸出電壓AB和電流AB的波形以及接收側整流橋輸

表2 系統指標與關鍵參數

Tab.2 System indicators and key parameters

圖11 uAB, iA, uCD和iCD的實驗波形

入電壓CD與輸入電流CD波形如圖11b所示，可看出，逆變電路的輸出電壓相位超前輸出電流相位7.223°，逆變橋的功率MOSFET可以實現ZVS，與2.4節圖9的理論分析結論相一致。

當發射線圈和接收線圈對準，負載電阻o為10W和20W時，逆變器的輸出電壓AB和電流AB的波形以及接收側整流橋輸入電壓CD與輸入電流CD波形如圖12所示，從圖中可以看出，當負載電阻改變后，功率MOSFET依然可實現ZVS。

圖12 Ro=10W 和20W 時，uAB, iAB, uCD和iCD實驗波形

Fig12 Experimetal waveforms ofAB,AB,CDandCDwithois 10Wand 20W

當方向偏移距離為6cm和10cm時，逆變器的輸出電壓AB和電流AB的波形以及接收側整流橋輸入電壓CD與輸入電流AB波形如圖13所示，可看出，系統同樣可實現ZVS，使系統實現能量的高效傳輸。

當發射線圈和接收線圈對準時，傳輸距離為10cm，負載電阻o=17.5W，逆變器的輸出電壓AB和發射線圈p1電流p1的波形以及接收側整流橋輸入電壓CD與接收線圈s1電流s1波形如圖14所示，從圖中可看出，發射線圈p1電流p1的相位超前接收線圈s1電流s190°，與2.1節的分析結論一致。

圖13 X=6cm和10cm時，uAB, iAB, uCD和iCD實驗波形

Fig13 Experimetal waveforms ofAB,AB,CDandCDwithis 6cm and 10cm

圖14 uAB, ip1, uCD和is1的實驗波形

Fig14 Experimetal waveforms ofAB,p1,CDands1

圖15給出了當接收線圈位置偏離工作區域時（即p1s1和p2s2接近于0），逆變器的輸出電壓AB和電流AB以及發射線圈p1電流p1的波形。電流AB的幅值減小是由于接收線圈偏移引起輸入阻抗的幅值增大。從圖中可看出，當接收線圈位置偏離工作區域過大時，ISOS型無線電能傳輸系統能夠安全可靠的工作，但發射線圈上的電流依然會產生較大的磁場危害外界環境，因此在這種情況下，應該采取相應的控制策略使逆變器停止工作。

圖15 接收線圈偏離后，uAB, iAB和ip1的實驗波形

Fig15 Experimetal waveforms ofAB,ABandp1when the pickup coils moves far away

3.2 關鍵實驗數據與分析

當方向傳輸距離10cm，負載電阻為17.5W時，輸出電流和傳輸效率隨方向偏移距離變化曲線如圖16所示。從圖16的輸出電流o曲線可看出，方向偏移時，輸出電流先增大后減小，當方向偏移距離在0～10.8cm范圍時，輸出電流整體均在±5%波動范圍內，這個偏移范圍比理論設計的12cm小一點，主要是由線圈的內阻造成的；從效率曲線上可看出，當發射線圈和接收線圈對準時（偏移距離為0），效率可達86%且隨著方向的偏移效率逐漸減小。

圖16 系統輸出電流和傳輸效率隨x方向偏移變化

當方向傳輸距離10cm，負載電阻17.5W時，方向和方向同時發生偏移，輸出電流的情況如圖17所示。從圖17可以看出，在和方向同時偏移距離小于7cm的范圍內，輸出電流在±5%波動范圍內。當超過這個距離后，由2.2節圖5的理論分析可知，QDQPs磁耦合線圈結構不同側交叉耦合互感即p1s2和p2s1的影響不可忽略，使得系統的輸出電流值不斷減小（此距離比理論分析的8cm小，是由于線圈內阻的影響）。

圖17 x和y方向同時發生偏移的系統輸出電流

當負載電阻為17.5W，發射線圈和接收線圈對準時，輸出電流和傳輸效率隨方向傳輸距離變化

曲線如圖18所示。方向傳輸距離從7.5cm變化到12.5cm時，系統的輸出電流o先增大后減小，效率均在82.5%以上且在7.7～12.2cm范圍內變化時，輸出電流在±5%范圍內波動。

圖18 系統輸出電流和傳輸效率隨z方向傳輸距離變化

當負載電阻從10W變化到20W時，輸出電流和傳輸效率變化曲線如圖19所示。當負載大小變化100%時，輸出電流從4.15A變化到3.96A，負載電流波動比均小于±5%，因此系統可實現負載無關性的輸出特性。

圖19 系統輸出電流和傳輸效率隨負載電阻Ro變化

綜合上述的實驗結果表明，所設計和研究的基于QDQPs線圈結構的ISOS型恒流輸出無線電能傳輸系統具有良好的抗偏移特性，同時系統可實現輸出電流的負載無關性，且避免IPOP型LCC-LCC和S-S組合補償網絡無線電能傳輸系統前級高頻逆變器存在當接收線圈偏離工作區域時，引起的開關電流過電流的現象。

4 結論

本文研究了基于組合型補償網絡的抗偏移恒流輸出型WPT系統，提出了一種通用的系統參數配置方法。

1）兩個隨位置偏移具有互補輸出特性的IPOP組合補償網絡結構和ISOS組合補償網絡結構，通過合理的磁耦合結構設計使得互感1與互感2隨位置偏移的變化趨勢相一致，則有機會實現整個網絡輸出電流波動小，從而可提升磁耦合系統的抗偏移特性。

2）提出基于LCC-LCC和S-S補償網絡的ISOS型無線電能傳輸系統補償網絡結構，及在給定偏移范圍和允許輸出電流波動比下的系統參數配置的一般性通用方法。

3）選擇QDQPs型磁耦合結構，其中，LCC-LCC補償網絡采用QDP線圈，S-S采用QP線圈，解決DDQ線圈在線圈平面內只有一個方向（方向或方向）具有良好的抗偏移性能。

4）實驗結果驗證了理論分析的正確性。所設計的基于ISOS型的LCC-LCC和S-S補償網絡WPT系統在負載電阻在10～20W范圍內變化時，方向（或方向）偏移范圍在0～10.8cm內或和方向同時偏移7cm范圍內，可實現良好的抗偏移恒流輸出效果，波動比在±5%范圍之內，同時系統可克服IPOP型當接收線圈偏移范圍過大時，系統中流過逆變器開關管電流和發射線圈急劇增大的缺陷。

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Research on Anti-Offset Constant-Current Output Wireless Power Transfer System Based on Combined Compensation Network

（College of Electrical Engineering and Automation Fuzhou University Fuzhou 350108 China）

For a wireless power transfer (WPT) system, the misalignment of coils can easily cause low transfer efficiency, unstable output current and over-current of transmitting coil. Therefore, this paper proposes a constant current output WPT system and its parameter design method with high anti-offset performance. In the proposed system, the LCC-LCC and S-S compensation network are connected in input series and output series, and the magnetic coupling structure of quadruple-D quadrature pads is adopted. Then, through reasonable parameter configuration, not only the load independent constant current output can be realized, but also anti-direction,-direction,-direction and anti-direction can be realized. Moreover, the over-current of the transmitting coil is avoided. By analyzing the transfer property of the proposed system, it is proved theoretically that the system has good anti-offset performance. Finally, an experimental platform with 280W is built to verify the correctness and feasibility of the theoretical analysis.

Wireless power transfer, anti-offset, constant-current output, combined compensation network, parameter configuration

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210133

TM724

謝文燕 女，1987年生，博士研究生，研究方向為無線電能傳輸技術和電力電子高頻電磁技術。E-mail: xwy@fzu.edu.cn

陳 為 男，1958年生，教授，博士生導師，研究方向為電力電子功率變換、高頻磁技術、電磁兼容診斷與濾波器、電磁場分析與應用和電磁檢測等。E-mail: chw@fzu.edu.cn（通信作者）

2021-01-24

2021-02-23

國家自然科學基金項目（51407032）和福建省中青年教師教育科研項目（JAT200046, JT180017）資助。

（編輯 陳 誠）