恒流驅動下基于VeE_max的IGBT模塊解耦老化影響的結溫測量方法

楊舒萌 孫鵬菊 王凱宏 王緒龍 黃 旭

恒流驅動下基于eE_max的IGBT模塊解耦老化影響的結溫測量方法

楊舒萌1,2孫鵬菊1王凱宏1王緒龍1黃 旭1

（1. 輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室（重慶大學） 重慶 400044 2. 株洲中車時代半導體有限公司 株洲 412001）

絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）的結溫在線測量對于電力電子裝置的安全可靠運行、延長使用壽命和熱管理等都具有重要意義。然而，目前大多數溫敏電參數均受IGBT模塊疲勞老化的影響。為此，該文提出一種恒流驅動下基于感應電壓峰值eE_max的IGBT模塊結溫在線測量方法，該方法能夠解耦鍵合線老化對溫敏電參數的影響。基于雙脈沖實驗平臺分析eE_max的溫線性度和溫敏感度，并通過模擬鍵合線老化實驗驗證所提方法的老化解耦性。最后，通過Buck變換器驗證該方法在運行變流器中在線結溫測量的可行性。

絕緣柵雙極型晶體管（IGBT） 溫敏電參數 解耦老化影響 結溫在線測量

0 引言

隨著近年來絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）模塊在軌道交通、航空航天、電磁彈射及新能源發電等領域的廣泛應用[1-5]，各領域對其可靠性要求也越來越高，而溫度是造成功率器件失效的主要原因[6]，因而結溫測量對于電力電子裝置的安全可靠運行、延長使用壽命和熱管理等都具有重要意義[2]。IGBT模塊的結溫測量問題日益成為人們的研究熱點。

目前，功率器件的結溫測量方法主要分為傳感器法、紅外熱探測法和溫敏電參數（Temperature Sensitive Electrical Parameters, TSEPs）[7-12]法。傳感器法由于動態響應能力較差和工藝問題，在變流器中的應用受到限制[8]；紅外熱探測法需要對IGBT模塊進行開封去硅膠處理，會造成器件的可靠性降低[10-11]；而溫敏電參數法具有成本低、響應速度快等優點，可在不破壞模塊封裝的情況下測量結溫[12]，是目前應用較多的結溫測量方法。

根據測量時基的不同，IGBT模塊的溫敏電參數可分為靜態溫敏電參數和動態溫敏電參數[1]。

靜態溫敏電參數指器件處于通態或斷態時與結溫相關的電氣參數。由文獻[13]可知，具有MOS結構的IGBT器件的閾值電壓具有負溫度系數，且溫線性度良好。然而該方法在實際應用中需要考慮低靈敏度和采樣噪聲的問題，且測量復雜，難以在線測量[1]。文獻[14]指出小電流下飽和壓降具有負溫度系數，且不受器件老化的影響。但該方法需引入額外的小電流恒流源，無法實現結溫在線測量[1]。文獻[15]表明飽和壓降在不同的集電極電流下溫靈敏度不同，大電流下具有正溫度系數，該方法無需外加電路，適合于在線結溫測量，但負載電流下飽和壓降會隨模塊鍵合線老化而增大[1, 14]。文獻[16]將短路電流作為IGBT的溫敏電參數，具有負溫度系數，但結合IGBT的等效電路模型可知，短路電流與鍵合線等效電阻有關[17]，因此短路電流受IGBT模塊鍵合線老化的影響。文獻[18]基于IGBT的等效電路模型和靜態傳輸特性曲線，提出一種解耦鍵合線老化影響的組合溫敏電參數，該方法適用于結溫的在線提取，但需要額外增加電流傳感器。

動態溫敏電參數指器件開關過程中與結溫相關的電氣參數。文獻[19]指出IGBT模塊的集電極電流上升率具有良好的溫線性度及負溫度系數，可通過輔助發射極-發射極間寄生電感采集[15]。而文獻[20]研究了封裝老化對功率SiC MOSFET器件漏極電流上升率的影響，結果表明漏極電流上升率隨模塊的封裝老化而降低。文獻[20-21]指出功率器件的開關延遲時間與結溫相關，且應用中對測量精度要求較高。開通延遲時間會隨功率循環次數的增加而增大，而關斷延遲時間會隨功率循環次數的增加而減 小[20]。文獻[22]提出一種恒流驅動下基于開通米勒平臺電壓的結溫測量方法，該方法不受模塊鍵合線老化的影響。

目前溫敏電參數法的研究主要集中在所選電參量與結溫的相關性分析，以及能否實現在線測量。溫敏電參數與IGBT模塊老化間存在諸多耦合關系，而解耦老化影響的IGBT模塊結溫在線測量方法研究較少。鍵合線老化脫落是IGBT模塊最常見的失效形式之一，因此IGBT功率模塊鍵合線老化對結溫測量的影響不可忽略。

本文提出一種恒流驅動下基于寄生電感感應電壓峰值（eE_max）的IGBT模塊結溫測量方法，該方法能解耦鍵合線老化的影響。本文針對IGBT模塊在恒流驅動下的開通過程，分析集電極電流上升率的結溫相關性與老化耦合性，提出解耦老化影響的動態溫敏電參數eE_max，并設計了特殊柵極驅動電路，搭建了雙脈沖實驗平臺和Buck變換器在線測試平臺，驗證了所提方法的有效性和可行性。

1 解耦老化影響的結溫測量方法

1.1 恒流驅動下IGBT器件開通過程分析

IGBT功率模塊內部通過鍵合線封裝工藝實現電氣連接，鍵合線、銅箔等都會引入寄生參數。圖1是型號為FF75R12RT4的半橋IGBT模塊的實物與等效電路模型。圖中，Pbus、TOA、Nbus為功率端子，G為柵極，e為輔助發射極；GE為柵極電容，GC為柵極-集電極間電容，CE為集電極-發射極間電容，IGBT在常規驅動下的開通過程可等效為驅動向極間電容充電的過程；C、C、G、G、e、e、E、E、T、T為IGBT模塊功率端子到內部芯片間的等效寄生參數，W和W分別為IGBT模塊鍵合線的等效電阻和等效電感。

圖1 FF75R12RT4模塊實物與等效電路模型

現有動態溫敏電參數通常在恒壓驅動下提取。IGBT模塊的鍵合線老化會造成W及W的變化，影響IGBT的開關時間，進而影響部分動態溫敏電參數的測量準確性。

恒流驅動下IGBT模塊的開通過程與恒壓驅動類似，但區別在于采用恒流驅動時IGBT的開通時間僅受輸入電容與驅動電流的影響。

圖2為理想情況下IGBT在施加恒流驅動時，開通過程中集射極壓降CE、驅動電流G、柵極壓降GE及集電極電流C的理論波形。

圖2 恒流驅動下IGBT開通過程中電參量理論波形

圖2中，DC為直流母線電壓，G為恒流源施加的驅動電流，ON為飽和導通壓降，GG為驅動電壓，EE為關斷電壓，GP為米勒平臺電壓，TH為閾值電壓，L為負載電流。

開通過程具體可分析為四個階段：

（1）1～2階段：恒流驅動G向IGBT的GE和GC充電，使柵極電壓從EE上升到閾值電壓TH，柵極電壓GE線性增加。但導電溝道反型層尚未形成，IGBT仍處于關斷狀態，IGBT器件的集電極電流為0。柵極電壓GE的表達式為

式中，GE和GC本質是PN結勢壘電容，電容值與集射極壓降有關，由于在～3階段，CE=DC，因此等效電容值可視為不變。在2時刻，柵極電壓達到閾值電壓TH，因此TH可以表示為

（2）2～3階段：驅動電流G繼續向GE和GC充電，此階段柵極電壓已超過閾值電壓，溝道反型層形成，IGBT導通。此階段由于二極管還未恢復反向阻斷能力，CE被鉗位在DC。此時IGBT工作在有源區，集電極電流C受柵極電壓GE的控制。該階段柵極電壓GE繼續線性上升，集電極電流C呈非線性上升，而CE由于鉗位作用維持在DC。

根據IGBT器件的靜態傳輸特性曲線，可以得到在有源區時C與柵極電壓GE的關系為

式中，ni為電子遷移率；OX為氧化層電容；為溝道寬度；CH為溝道長度；PNP為PNP晶體管的共基極放大倍數；TH為柵極閾值電壓。

在3時刻，集電極電流達到負載電流L（包含反向恢復電流），結合式（1）～式（3），L可以表示為

（3）3～4階段：該階段二極管已經恢復反向阻斷特性，可以承受反壓，驅動電流主要為GC進行充電，并釋放掉IGBT關斷時PN結勢壘電容中積累的電荷，使IGBT集射極壓降CE迅速下降至飽和導通壓降ON。此過程隨著CE的下降，GC電容值迅速增加，遠大于GE的電容值，因此驅動電流基本不為GE進行充電，柵極電壓出現一個短暫平臺，稱為米勒平臺。

該階段由于集電極電流C已經達到負載電流L，因此集電極電流不變，而集射極壓降CE降低，柵極電壓GE維持在米勒平臺電壓GP不變。

（4）4～5階段：IGBT完全開通，恒流源繼續為GE和GC充電，柵極電壓GE達到驅動電壓GG，由于此階段GC容值變大，因此充電速度比第（1）和第（2）階段慢很多。柵極電壓GE繼續呈線性上升直至驅動電壓GG，集電極電流保持在負載電流不變，集射極壓降CE保持在飽和導通壓降ON不變。

1.2 解耦老化影響的結溫測量方法

第（2）階段中柵極電壓GE以恒定速率增加，其斜率表達式為

該階段IGBT工作在有源區，其集電極電流C的表達式如式（3）所示，對其求導可得

綜合式（1）、式（5）、式（6）可知，集電極電流呈非線性上升，達到負載電流時，電流上升率最大。

IGBT模塊的輔助發射極和發射極間是通過鍵合線和銅箔連接，可以采用輔助發射極-發射極間的寄生電感eE提取集電極電流上升率峰值。IGBT模塊開通過程中輔助發射極-發射極間的寄生電感eE上的感應電壓可表示為

在2～3階段，柵極驅動電流已達到恒定驅動電流G，此時dG/d≈0。因此式（7）可簡化為

式（7）中寄生電感E主要由銅箔形成，銅箔在功率循環過程中基本不老化，且寄生電感不受結溫波動的影響，所以可認為E幾乎不變。

第（2）階段中集電極電流上升率和感應電壓eE在3時刻取得最大值。聯立式（1）、式（4）、 式（6）、式（8）可得感應電壓峰值eE_max的表達 式為

式中，受結溫j變化影響的電氣參量主要是載流子電子遷移率ni和PNP晶體管的共基極放大倍數PNP。因在電流上升階段，電流主要流過IGBT中的MOSFET，PNP晶體管的參數PNP受溫度的影響可以忽略。而ni與j負相關[1]。柵極電容GE在開通過程中近似恒定，而柵極-集電極間電容GC主要受芯片集射極壓降CE的影響，但在該過程中CE=DC，因此可認為柵極-集電極間電容GC近似恒定。而OX、、CH不受環境變化的影響，僅與IGBT模塊有關。

綜上所述，在固定的驅動電流G、直流母線電壓DC和負載電流L時，恒流驅動下eE_max只與結溫j有關，且呈負相關特性，與鍵合線等效參數無關，可以作為動態溫敏電參數進行結溫測量，實現結溫測量與鍵合線老化之間的解耦。

2 實驗驗證與分析

2.1 特殊柵極驅動電路

為分析不同驅動下eE_max的溫度相關性與老化耦合性。本文設計特殊柵極驅動電路如圖3所示。該電路通過數字信號處理（Digital Signal Processor, DSP）控制器和信號處理電路控制S1～S3，利用推挽電路控制輸出類型，能為IGBT提供恒壓驅動或恒流驅動。

圖3 特殊柵極驅動電路

圖3中，S1～S3為達林頓管，1～3分別對應達林頓管的基極驅動信號，VD1為齊納二極管，VD2為二極管，VT為PNP晶體管，1為可調電阻，2為偏置電阻，3為柵極驅動電阻，VD3和4分別為與柵極并聯的反串穩壓二極管和并聯電阻。G和e分別對應IGBT的柵極G和輔助發射極e。

圖4是信號調理電路原理，主要由邏輯門電路組成。

DSP分別向信號調理電路輸出兩組信號1和2，用于控制推挽電路中的S1～S3，以達到控制恒壓驅動或恒流驅動的目的。圖5為特殊柵極驅動電路對應的控制電路時序。

圖4 信號調理電路原理

圖5 控制電路時序

圖5中，1為正常驅動信號，2為恒流驅動控制信號。常規恒壓驅動下，2保持低電平，1輸出電平為1或0分別對應推挽輸出為恒壓驅動GG或EE。當且僅當2置為高電平且1=0時，S2開通，電路輸出恒流驅動，恒流驅動的驅動電壓為GG。

本文通過三極管偏壓方式設計恒流源驅動電路，驅動電流G的表達式為

式中，DZ為齊納二極管的反向擊穿電壓；BE為PNP型三極管導通時的基極-發射極電壓。實際工作中通過調節1的大小可以調節不同的驅動電流大小。本文選取恒流驅動電流為100mA。

2.2 雙脈沖實驗平臺

搭建雙脈沖實驗平臺，用于研究不同負載電流C下功率器件的感應電壓峰值eE_max與結溫j的關系。圖6為雙脈沖實驗原理和實驗平臺實物。

圖6 雙脈沖實驗平臺

圖6中，本文選取直流電壓為100V，直流母線電容為2 200mF，負載電感為110mH，待測器件（Device Under Test, DUT）是待測半橋IGBT模塊，將其固定在恒溫臺上。半橋IGBT模塊上管的反并聯二極管作為續流二極管，DM為同型號的旁路IGBT模塊，用于消除第一次脈沖產生的熱效應對實驗結果的影響，以提高測量的準確性。本文使用差分探頭提取柵極驅動信號GE和寄生電感感應電壓eE，使用電流探頭提取柵極驅動電流G以及流過DUT的集電極電流C。

2.3 溫度相關性分析

為說明所提方法的通用性，本文選擇3個IGBT模塊進行實驗，1號和3號模塊為Infineon的FF75R12RT4（75A/1 200V），2號模塊為Infineon的BSM50GB60DLC（50A/600V）。其中，1號和2號用于分析本文所提方法的溫度相關性和老化耦合性，3號模塊為去除硅膠后的開封模塊，用于通過紅外測溫來驗證本文所提方法在線測量的可行性。

根據前文推導可知，恒流驅動下IGBT器件的寄生電感電壓峰值eE_max同時受驅動電流G和負載電流C的影響，結合所選器件，本文分別在負載電流為10A、20A、40A時進行測量。圖7為負載電流為20A時1號模塊的測量波形，包含開通過程中集電極電流C、門極驅動電流G、門極電壓GE和寄生電感eE處的感應電壓eE的波形。

圖7 1號模塊的雙脈沖實驗結果

由圖7可見，1時刻恒流源向IGBT器件注入恒定電流；2時刻門極電壓GE到達閾值電壓TH，此時集電極電流開始上升，寄生電感處感應電壓eE增大；3時刻集電極電流達到負載電流L，此時集電極電流上升率最大，寄生電感上獲取最大的感應電壓eE_max。

本文設定恒溫臺溫度為30～100℃，每間隔10℃進行一次測量，圖8為1號模塊在負載電流為20A時感應電壓峰值eE_max隨結溫j的變化趨勢。

圖8 IC=20A時1號模塊溫敏電參量隨結溫的變化趨勢

由圖8可見，1號模塊寄生電感感應電壓峰值eE_max隨結溫j的升高而減小，這是因為eE_max中主要受溫度影響的電氣參量載流子遷移率ni隨結溫j的升高而降低，實驗結果與理論分析一致。

通過設置雙脈沖時間，本文對1號和2號模塊（不同模塊）在不同負載電流下的感應電壓峰值eE_max的溫度相關性進行了分析，如圖9所示。

圖9 不同模塊在不同負載電流下的VeE_max與Tj的關系

根據圖9，固定負載電流下，1號模塊的eE_max與結溫具有良好的線性關系，負載電流為10～40A下溫靈敏度范圍約為-2～-5.8mV/℃。在負載電流為20A時，其溫度靈敏度約為-4.2mV/℃。同時2號模塊在負載電流為10～40A下溫靈敏度范圍約為-1.6～-3.4mV/℃，且溫線性度良好。

由圖9可見，隨著負載電流L越大，IGBT模塊感應電壓峰值eE_max的溫靈敏度越高。因此，在L較大的情況下對IGBT進行結溫提取時，測量的準確性更高。實際測量過程中可通過電流傳感器提取負載電流，與eE_max-j曲線比對即可獲取IGBT結溫值。

同時，本文在L=20A下，分別對3號模塊的上下兩管進行離線標定，其溫度標定曲線為

由式（11）可見，在相同負載電流下，上管的溫靈敏度顯著大于下管的溫靈敏度，這是因為半橋IGBT模塊的上管芯片發射極至OA處的銅箔較長，因而上管比下管的寄生參數更大。因此，即便是同型號的IGBT模塊，在應用所提溫敏電參數進行結溫測量前都需要進行離線標定。

綜上所述，所提恒流驅動下器件開通時的感應電壓峰值eE_max可以作為一個較好的溫敏電參數。

2.4 老化耦合性分析

1號模塊的IGBT芯片共有8根鍵合線，2號模塊的IGBT芯片共有6根鍵合線。本文通過剪斷鍵合線的方式模擬IGBT模塊的鍵合線老化，分別對不同模塊在恒壓與恒流驅動下的感應電壓峰值eE_max的老化耦合性進行實驗分析。

基于雙脈沖實驗平臺，本文將1號模塊的下管固定在恒溫臺上，設置溫度為30～100℃，每間隔10℃進行一次測量，研究恒壓驅動下eE_max-j曲線與老化之間的關系。圖10為恒壓驅動下1號模塊負載電流為20A且在不同鍵合線老化情況下的結溫標定曲線。

圖10 1號模塊恒壓驅動下VeE_max-Tj老化耦合性分析

從圖10可知，全新的1號模塊在恒壓驅動下eE_max的溫度靈敏度約為-4mV/℃，且其線性度較高，但鍵合線老化會造成eE_max-j曲線的下移。這是由于鍵合線老化影響了鍵合線的等效電阻，進而影響柵極回路的RC參數，從而影響IGBT器件的開通過程。

本文同時對1號模塊在恒流驅動下eE_max-j曲線與老化的關系進行了研究，圖11為恒流驅動下不同鍵合線老化情況對eE_max-j曲線的影響。

圖11 1號模塊恒流驅動下VeE_max-Tj老化耦合性分析

由圖11可知，不同鍵合線老化情況下，恒流驅動下eE_max與結溫的關系曲線幾乎重合，說明本文所提恒流驅動下基于動態參數eE_max的結溫測量方法具有解耦鍵合線老化影響的效果。

在標定范圍內的不同溫度點下，不同鍵合線老化程度對兩種結溫測量方法造成的最大相對誤差見表1。由表1可知，鍵合線老化對恒壓驅動下eE_max的影響較大。隨老化程度的加深，結溫測量的最大誤差約為101.02%，而恒流驅動下eE_max幾乎不受鍵合線老化的影響，驗證了所提方法不受鍵合線老化的影響的特性。

表1 結溫測量的最大相對誤差對比

Tab.1 Comparison of junction temperature relative errors

通過實驗結果對比分析可知，本文所提恒流驅動下基于感應電壓峰值eE_max的結溫測量方法具有溫線性度高、溫靈敏度較好和解耦老化影響的優點。

3 變流器中結溫在線測量的應用

3.1 變流器實驗平臺的建立

圖12為本文搭建的Buck變換器實驗平臺示意圖，用于檢驗eE_max在運行變流器中實現結溫在線測量的可行性。

圖12 Buck變換器實驗平臺示意圖

圖12中，DC為直流母線電壓，由型號為Chroma 62150H-450的程控直流電源提供，IN和OUT分別為輸入電容和輸出電容，為電感，DUT為3號模塊的上管，通過恒流驅動控制DUT通斷。DL為3號模塊的下管，利用其反并聯二極管作為續流二極管。由于同一型號的IGBT模塊的反并聯二極管的反向恢復特性一致，因此可消除反向恢復電流對eE_max的影響，確保離線標定與在線測量的一致性。

本文對3號模塊進行開封去硅膠處理，采用Optirs紅外測溫儀提取Buck變換器運行中DUT的實時結溫。由于開封后IGBT模塊的可靠性降低，因此整個Buck變換器需降額運行。

本文設計變換器的開關頻率為10kHz，導通占空比為0.5。圖13為開環控制下Buck變換器運行時各電參量實驗波形，圖中，j_IR為紅外測溫儀測量的DUT結溫值，DUT為流過DUT的電流，GE為DUT柵極電壓，eE為DUT輔助發射極-發射極間電壓。由圖可見，Buck變換器運行穩定，且觸發恒流驅動時都會在寄生電感處感應壓降eE。

圖13 Buck變換器實驗波形

3.2 實驗結果

本文將DUT固定在加熱臺上，并通過紅外測溫儀捕獲DUT芯片表面的瞬時結溫j_IR，分別在不同溫度下對DUT進行結溫測量。圖14分別為3號模塊在不同溫度下運行變流器中的結溫提取結果與溫敏電參數對應關系。

圖14 在線結溫測量實驗波形

圖14中，j_cal為將eE_max代入DUT的溫度標定曲線后所得結溫計算值。兩次測量結果的相對誤差分別為0.027 6°和0.005 4°，這可能是由于離線標定時測量誤差導致，但誤差較小，證明了本文所提方法在運行變流器中在線結溫提取的可行性。

3.3 對比分析

目前，其他解耦鍵合線老化影響的溫敏電參數有小電流下飽和壓降CE_L、組合溫敏電參數0和開通米勒平臺電壓g-p。本文結合所提方法將這些溫敏電參數的特性對比見表2。

上述解耦鍵合線老化影響的溫敏電參數法的優缺點總結如下：

表2 不同解耦老化影響的溫敏電參數對比

Tab.2 Comparison of different TSEPs

小電流下飽和壓降CE_L的優點在于不受鍵合線老化影響，溫靈敏度與集射極注入電流大小有關，測量相對簡便，但缺點在于測量時需對柵極施加反壓，因此不能用于結溫在線提取。

組合溫敏電參數法主要基于IGBT模塊的靜態傳輸特性曲線，通過數學變換的方式獲得解耦鍵合線等效電阻影響的溫敏電參數，其溫靈敏度與驅動電壓的選取有關。該方法的優點在于能解耦鍵合線老化影響且實現在線結溫測量，但缺點在于測量時需對IGBT進行短路和增加額外的電流傳感器，重復的短路測試可能會造成器件累積老化損傷。

開通米勒平臺電壓g-p同樣不受鍵合線老化影響，但測量時需要提取米勒平臺電壓值，文獻[22]只通過示波器驗證了其溫度相關性，但在實際運行變流器中提取米勒平臺電壓的方法尚不明晰。

本文所提恒流驅動下感應電壓峰值eE_max的優點在于溫靈敏度高，且溫靈敏度隨負載電流的增大而增加，在運行變流器中能夠實現結溫的在線測量，且測量相對簡便，在實際測量中只需通過峰值檢波電路提取感應電壓峰值eE_max后與溫度標定曲線對比即可獲取結溫。與恒壓驅動不同之處在于恒流驅動的開通時間相對略長，可能相對于恒壓驅動引入了一定的開通損耗，但影響IGBT結溫變化的主要因素是導通損耗，且本文所提方法在電流傳感器采集到特定負載電流下進行測量，所引入的熱累積可近似忽略。此外，寄生電感感應電壓峰值eE_max不僅與IGBT的集電極電流上升率有關，同時也受反并聯二極管反向恢復電流的影響，因此在離線標定與在線結溫測量中需要固定同一型號的IGBT器件進行結溫提取。

綜上所述，本文所提方法簡單有效，具有較高的溫敏感性和溫線性度，同時具有解耦老化影響和適用于在線結溫測量等優點，為IGBT模塊的結溫估算研究和可靠性分析提供一種新的思路和方法。

4 結論

針對目前絕大多數溫敏電參數與IGBT模塊老化之間的耦合性問題，本文提出了一種恒流驅動下基于感應電壓峰值的IGBT模塊解耦老化影響的結溫測量方法。然后基于雙脈沖實驗驗證了所提方法具有較好的溫敏感度、溫線性度和鍵合線老化解耦性。最后在運行變流器中驗證了所提方法結溫在線測量的可行性。本文工作形成以下結論：

1）提出了一種恒流驅動下基于動態參數的結溫測量方法，并通過實驗測試驗證了所提方法具有良好的溫線性度和溫靈敏度。

2）通過恒壓驅動和恒流驅動下所提溫敏參數的老化耦合性實驗對比分析，驗證了本文所提方法的鍵合線老化解耦性。

3）所提基于感應電壓峰值的結溫測量方法能夠實現運行變流器中IGBT模塊結溫的在線提取，且相對于其他解耦鍵合線老化影響的結溫測量方法，具有方法簡單、在線測量易于實現等優點。

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Junction Temperature Measurement Method of IGBT Modules Based oneE-maxUnder Constant-Current Source Drive Which Decouples Fatigue Effect

1,21111

（1. State Key Laboratory of Power Transmission Equipment & System Security and New Technology Chongqing University Chongqing 400044 China 2. Zhuzhou CRRC Times Semiconductor Co. Ltd Zhuzhou 412001 China）

Online junction temperature measurement of insulated gate bipolar transistors (IGBTs) is of great significance for safe and reliable operation, prolonging service life and thermal management of power electronic devices. However, most of the temperature sensitive electrical parameters (TSEPs) are coupled with the fatigue of IGBT modules. Therefore, this paper proposed a junction temperature measurement method based on the peak value of induced voltageeE_maxunder constant current source, which decouples the influence of the bond wire fatigue. This paper analyzed the temperature linearity and temperature sensitivity ofeE_maxbased on dual pulse experimental platform, then verified the fatigue decoupling function of proposed method by simulating the bond wire fatigue. Finally, the feasibility of online junction temperature measurement is verified by Buck converter.

Insulated gate bipolar transistor（IGBT）, temp-sensitive electrical parameter, decouple fatigue effect, online junction temperature measurement

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211003

TM46

廣東省重點領域研發計劃資助項目（2020B010173001）。

2021-07-07

2021-08-03

楊舒萌 男，1996年生，碩士研究生，研究方向為功率半導體可靠性。E-mail: 530343572@qq.com

孫鵬菊 女，1982年生，教授，博士生導師，研究方向為并網逆變器穩定性分析、功率半導體可靠性等。E-mail: spengju@cqu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）