基于恒流自適應功能的大功率變頻器預充電方案設計

王 鵬, 陳奉國

[施耐德電氣(中國)有限公司研發中心,上海 200120]

0 引 言

變頻器在現代工業控制領域有著廣泛應用，其拓撲結構中需加入預充電電路，作為上電時限制儲能電容的充電電流，防止過大電流沖擊損壞功率模塊[1-2]。目前大功率變頻器(45 kW以上)預充電電路一般采用微控制單元(MCU)控制晶閘管開通角度的方案來實現[3-6]。該方案結構簡單，技術成熟，但芯片控制方式復雜，調試不便。為進一步優化預充電電路的實現方案，本文設計了一種具有恒流自適應功能的晶閘管控制方法，全部使用硬件實現，不再需要MCU發波支持，同時避免了光耦和開關電源時序問題，一定程度上簡化了調試難度。

1 傳統大功率變頻器預充電電路

大功率變頻器一般采用晶閘管加二極管作為半控整流模塊單元。圖1為其原理框圖。當三相交流接入時，同步電路采集輸入電壓并轉換成電平信號，由光耦隔離送入MCU，再通過算法控制晶閘管的開通角度，使得母線電壓逐步抬升，充電完成后，MCU依然要精確控制晶閘管的開通角使其工作于二極管模式。

這種電路主要存在以下問題：(1)因同步電路采樣的信號需要光耦隔離，在高低溫惡劣環境中光耦性能需要額外補償；(2)使用MCU軟件控制晶閘管開通角，算法復雜，調試不便；(3)必須注意時序問題。需要額外增加電路以使開關電源最先工作，保證控制電路優先供電。

2 新型大功率變頻器預充電電路

新型大功率變頻器預充電電路原理框圖如圖2所示。在工作過程中主要由二極管充電和晶閘管控制單元兩個環節組成。與傳統電路拓撲相比，使用二極管VD4和電阻R1直接給母線充電，母線電壓平穩后進入晶閘管控制階段，即半控整流模塊在變頻器運行中充當整流角色。晶閘管控制單元主要是對變頻器工作過程中三相電壓和母線電壓進行采集，通過恒流自適應電路實現3路晶閘管門極導通角的良好控制，以此實現對整個變頻器運行系統的穩定控制。二極管VD4的最大電流由輸入線電壓、R1及母線電容決定，從充電時間和充電電流兩方面折中考慮，電阻R1一般取30～40 Ω為宜，此時與傳統預充電方案相比，充電時間基本一致。

圖2 新型大功率變頻器預充電電路框圖

2.1 晶閘管控制單元設計

晶閘管控制單元是變頻器預充電電路中非常重要的環節，在具體的工作過程中主要分為以下步驟：(1)接收三相輸入電壓和母線電壓信號，與預設參考電壓進行比較產生各相晶閘管門極驅動MOS的主信號，以便產生每相晶閘管交錯開通約180°的特征；(2)控制晶閘管門極驅動MOS的供電VG。由MOS、二極管、電感、電流采樣電阻構成恒流源，以及放大電路和滯回比較器放在一起組成閉環小系統，實現MOS門極自適應通斷，維持閉環系統穩定。在母線電壓平穩后，該閉環自適應系統立即開始工作，其中對電流的限制既實現了自適應振蕩，又實現了對晶閘管門極開通時的電流限制要求。同時添加了過流保護和欠壓保護模塊，也用于控制MOS通斷，使得控制功能更加完善，兼具過流保護和欠壓保護功能，從模塊化設計角度來看，結構清晰，便于仿真和調試，大大簡化設計工作量。具體結構如圖3所示。

圖3 晶閘管控制單元結構

2.2 恒流自適應供電

晶閘管是電流驅動型器件，恒流自適應電路為3路晶閘管門極驅動提供足夠電流，其電路結構如圖4所示。MOS Q1，電感L，二極管VD構成類Buck電路，R3為電流采樣電阻，運放OP1及電阻R4=R5，R6=R7構成放大電路，放大系數為α:

α=R7/R5

(1)

圖4 恒流自適應電路

比較器COMP1和電阻R8、R9、R10構成滯回比較電路，輸出只有0 V和VDC1兩種狀態，其正向閾值電壓為

(2)

負向閾值電壓為

(3)

因此滯回回差電壓：

(4)

同時，滯回回差由電感電流紋波的峰谷值來決定，即：

ΔVt=αΔI·R3

(5)

式中：ΔI為電感電流紋波。若同時設定Ig1為電流紋波谷值，Ig2為電流紋波峰值，即：ΔI=Ig2-Ig1。

在電流紋波谷值處，Q1開通，滯回比較器正向閾值電壓對應為該谷值采樣后的放大值，即：

Vt+=αIg1·R3

(6)

由式(2)、式(6)得：

(7)

當Q1打開時，電感L充電，電感電流近似斜坡上升，根據基爾霍夫電壓定律，即有以下算式：

(8)

式中：Δt1為Q1開通時間；Rg為晶閘管門極驅動電阻；RSCR-g為晶閘管門極內部等效電阻。

當Q1斷開時，電感L放電，電感電流近似斜坡下降，根據基爾霍夫電壓定律，即有以下算式：

(9)

式中：Δt2為Q1關斷時間；VD為二極管VD正向導通電壓。

由式(7)、式(5)可以看出，當電路電阻值確定時，電感電流紋波ΔI及谷值Ig1都是確定的，與R3后端的負載無關，因此可以看作是帶有紋波的固定電流源。

三相晶閘管依次交替開通約180°，在某一時刻，只存在一相晶閘管開通或者兩相同時開通這兩種狀態。這兩種狀態相當于Rg+RSCR-g的值變更，由式(8)、式(9)可以看出，此時電路會自適應調節Q1的占空比達到新的平衡，Δt1，Δt2自動更新，但電感電流平均值不變。

2.3 電路仿真

使用PSIM對電路進行仿真，參數選擇如下：L=220 μH，R3=0.2 Ω，R4=R5=1.5 kΩ，R6=R7=15 kΩ，R8=30.1 kΩ，R9=18.2 kΩ，R10=100 kΩ，VDC1=5 V，VDC2=15 V。理論計算滯回回差電壓0.51 V，電感電流紋波0.25 A，紋波峰值1.1 A。仿真波形如圖5所示，其中圖5(b)是圖5(a)中t時刻的放大波形，VL為L兩端電壓，I(L)和I(Rg)分別表示電感L和電阻Rg的電流。仿真結果顯示電感電流紋波0.253 6 A，紋波峰值1.101 7 A，這與理論計算結果一致。R3處的電流可以看成是帶有紋波的固定電流源，形如圖5中的I(L)。

圖5 恒流自適應供電仿真波形

3 實例驗證

以上文的新型預充電拓撲為基礎，搭建60 kW變頻器樣機平臺。半控整流模塊使用塞米控的SEMiX365DH16，其門極觸發電流最小為0.1 A。充電電阻R1選擇36 Ω/55 W。恒流自適應電路參數同仿真參數。三相380 V交流接入，變頻器運行正常。實測Q1開通時間為5.25 μs，[見圖6，其中CH3…I(L)；CH4…VL]，與仿真結果(圖5)5.1 μs基本一致，實測電感電流紋波249.4 mA。調整滯回回差電壓，即可調整晶閘管門極電流的大小，調試方便靈活。

圖6 實測自適應供電電路波形

圖7為預充電電路實測波形。其中CH1：L1對母線的電壓；CH2：母線電壓；CH3：VDC2；CH4：晶閘管Th1門極電壓。當L1對母線電壓超過-232 V時，晶閘管Th1開通。各相晶閘管交替開通約180°，符合預期控制效果，方案具有可行性。

圖7 實測預充電電路波形

4 結 語

本文針對傳統變頻器預充電電路存在的問題，設計了一種具有恒流自適應功能的預充電電路。該電路可以自適應維持穩定，為晶閘管觸發提供相對穩定的供電，以此實現對每相晶閘管精確控制，不再依賴軟件參與，同時避免了光耦和開關電源時序問題。通過PSIM仿真和實物平臺測試表明，該電路方案切實可行，調試方便，具有一定的參考價值。