一種抑制多徑影響的全向高增益天線

傅強之 趙云

（1.西南電子技術研究所,成都 610036；2.景德鎮軍事代表室,景德鎮 333000）

引言

在通信系統中，全向天線由于可實現信號在水平面的全覆蓋，而被廣泛應用于車載、機載、地面基站等通信系統中.對于機載平臺，由于機身載體的遮擋，通常需要多個天線來實現空間的有效覆蓋.機載平臺上的單個高增益水平全向天線，不僅需要水平面增益較高，同時要保證在俯仰面上具有較寬的波束寬度，進而實現水平空間的全向有效覆蓋.此外，由于機載平臺天線架設載體地板多徑反射的影響，天線俯仰面主波束內某些仰角上出現較深的零深，嚴重影響到通信中的空域覆蓋.此問題為實際工程中機載平臺垂直極化水平全向高增益天線亟待解決的問題.

傳統的垂直極化全向天線一般采用單極子或偶極子天線及其變形形式，如鞭天線、刀型天線、單錐天線、雙錐天線等.而高增益的垂直極化水平全向天線大多需要通過單極子或偶極子天線組陣的形式實現，如富蘭克林類全向天線，同軸共線類天線以及共線微帶類全向陣列天線等.富蘭克林天線[1]采用串饋的形式對λg/2 長的輻射單元進行等幅同相饋電，這種結構讓流經反向電流的線段通過折疊的方式，使其不向外輻射能量，只有同向電流流經的線段進行輻射，從而實現了輻射的全向特性.采用這種方式可以抑制因為電流隨頻率的變化而不均勻分布引起的波瓣傾斜.與富蘭克林天線類似，同軸共線 (coaxial collinear，CoCo) 天線[2]利用串饋形式將長度為λg/2 同軸線單元內外導體交叉連接，這種交叉連接方式抵消電壓因傳輸而產生的相位差，從而使得天線陣上的所有單元獲得同相激勵電壓，容易實現較高增益.基于CoCo 天線原理，文獻[3]將長度為λg/2 長的微帶線與長度為λg/2 的地板交叉串聯連接，使所有輻射單元電流同相，從而實現垂直極化全向輻射.CoCo 類串饋天線陣列單元長度為λg/2，與波長相關，其帶寬較窄，如文獻[3-4]中CoCo 微帶陣列帶寬為15%左右.此外這種串饋形式的CoCo 天線也會因電流隨頻率變化的不均勻分布而引起波瓣傾斜.文獻[5-9]中共線天線陣為并饋形式，此外為了抑制饋線對全向性的影響，其線陣單元由兩個位于饋線兩邊的背對背電偶極子構成，這類天線[5,8]帶寬一般較窄.文獻[7]利用寬帶巴倫[10-11]展寬了背對背電偶極子帶寬，其駐波小于1.5 的相對帶寬可達56%.但由于背對背電偶極子在水平方向上組成二單元陣，線陣的形式使得天線在陣軸方向上水平增益不高，水平面增益不圓度差.文獻[7]通過在電偶極子前方增加引向的寄生電偶極子并將背對背電偶極子交叉布置組陣的方式來提高水平面增益的不圓度，增加了天線結構復雜度.文獻[12-14]中采用串饋形式的微帶共線天線，其帶寬較窄，且陣列俯仰面方向波束指向也會隨著頻率的變化出現傾斜.

本文提出一種L 波段全向高增益垂直極化機載通信天線，該天線由四個共軸的寬帶蝶形電偶極子構成，四個蝶形單元采用同軸并饋方式進行饋電；為了抑制饋電走線對天線水平增益方向圖不圓度的影響，饋線進行S 形走線，且四個蝶形電偶極子依次分布于饋線的左右.為了抑制地面載體多徑效應的影響，在架高天線的同時，通過對各個陣元饋電相位的調整，調整天線俯仰面主波束指向，使其適當上翹，降低天線俯仰波束的打地電平，進而抑制天線載體反射多徑的影響，這種方式能夠較好地抑制由地面反射多徑造成的俯仰面方向圖零深.通過理論分析以及電磁仿真計算，確定了天線的最優結構以及單元饋電相位差，并進行了實物加工和測量.實測結果表明，在L 頻段內，四單元相位差為25°時能夠有效抑制由y軸長地板引起的多徑零深，實測結果與仿真結果吻合較好，為天線陣提供了一種新穎的單元天線結構.

1 天線設計

本文設計的四單元高增益天線單元選取寬帶的印制蝶形電偶極子，該電偶極子的兩個陣子臂分別印制在介質基板的上下兩面，然后采用平行耦合線將介質板上下兩層的兩個振子臂相連.為了展寬電偶極子帶寬，陣子臂采用漸變結構，同時在每個陣子臂介質板背面增加相應的寄生貼片.此外，為了抑制地板走線分布對天線水平增益方向圖不圓度的影響，地板呈S 形分布，且蝶形電偶極子依次分布于微帶地板走線兩側.其中每兩個蝶形電偶極子構成一個子陣單元，子陣地板呈中心對稱分布，其對蝶形電偶極子水平面方向圖的影響互補，進而保證了水平面增益方向圖的不圓度.此外為了抑制載體異形地板多徑對方向圖的影響，利用雙射線法分析了俯仰面方向圖產生零點的位置，理論分析了抑制俯仰面方向圖多徑零深的方法.仿真和實測結果表明，在約束尺寸下四單元相位差為25°時能夠有效抑制由y軸長地板引起的多徑零深，實測結果與仿真結果吻合較好，為安裝于異形地板上的高增益天線陣提供了一種抑制多徑影響的方案.

1.1 天線單元設計

為了展寬帶寬以及減小隨頻率變化相位一致性變差的影響，天線單元采用并饋的兩個蝶形電偶極子組成的2×1 單元結構，如圖1 所示.其中A、B 分別為上下蝶形電偶極子的饋電點，介質基板材料為Rogers RO4003，介質板材料相對介電參數 εr=3.55，介質基板的厚度h=0.8 mm，寬度w=80 mm，上下兩個蝶形電偶極子的間距d=56 mm；蝶形電偶極子單臂長度l1=24 mm，末端寬度w2=32 mm；寄生貼片寬度l2=9.5 mm，寄生貼片通過直徑rd=1 mm的短路柱與輻射貼片相連；地板尺寸為：w1=20 mm，w3=52 mm，w4=4 mm；平行耦合線的尺寸為：l3=20 mm，l4=28.4 mm,w5=1.8 mm.根據以上模型參數在HFSS 中對2×1 蝶形電偶極子單元進行仿真，A、B 處兩個端口等幅同相饋電，水平面(H 面)和俯仰面(E 面)增益方向圖仿真結果如圖2 所示.

圖1 2×1 蝶形電偶極子單元結構Fig.1 The structure of 2×1 bowtie electric dipole

圖2 2×1 蝶形電偶極子單元H 面和E 面增益方向圖Fig.2 E and H gain pattern of 2×1 bowtie electric dipole

從圖2 可以看出，E 面方向圖中2×1 蝶形電偶極子單元垂直極化水平增益最大為2 dBi，且H 面方向圖不圓度較好，能夠實現垂直極化水平全向；E 面方向圖中在饋電點A、B 等幅同相饋電下，波束指向為±90°，即水平面方向增益最大.

1.2 多徑抑制設計

由于單個2×1 蝶形電偶極子單元的垂直極化增益最大為2 dBi，不滿足實際工程中的高增益應用需求，我們在L=300 mm、W=60 mm的介質基板上將兩組2×1 蝶形電偶極子單元組成一個4×1 蝶形電偶極子陣列，利用威爾金森功分器進行功分并采用同軸線并饋方式進行饋電，設計出4×1 蝶形電偶極子垂直極化高增益天線，整體結構如圖3 所示.

圖3 中A、B、C、D 分別為四個蝶形電偶極子的同軸線饋電位置，四元陣中心位置距離底端的高度為H=186 mm.該天線安裝于固定翼飛機垂尾頂端，主要對水平面以上空域進行覆蓋，其多徑影響來源主要有兩部分：一是飛機機身和機翼，二是垂尾安裝面地板.飛機垂尾高度約2.7 m，機身長約12 m(不含機頭)，單側機翼長約5 m，機身和機翼反射路徑的最小入射角度約為12.9°.當天線波束略微上揚時，通過機身和機翼反射的能量遠小于直射徑能量，產生的多徑影響較小，所以本文主要考慮對垂尾安裝面地板多徑的抑制設計.垂尾安裝面地板可近似為橢圓金屬底板，橢圓長軸為1 400 mm，短軸為1 00 mm.安裝于橢圓長軸上，饋電點位置距離橢圓圓心230 mm位置處，機載高增益天線安裝位置如圖4 所示.

圖3 垂直極化高增益水平全向天線Fig.3 Structure of high gain vertical polarization omnidirectional antenna

圖4 天線在金屬地板上的安裝位置Fig.4 The location of antenna on the PEC ground

如圖4 所示，天線安裝地板為狹長橢圓形金屬，長軸較長，短軸較短，因此該地板對天線方向圖的影響主要集中在 ±y軸方向上，也即方位角φ=90°、270°方向上.為了分析地板反射對天線方向圖的影響，利用射線方法進行近似分析，±y軸方向上天線遠場多徑傳播示意圖如圖5 所示.

圖5 ±y 軸方向上天線遠場多徑傳播模型Fig.5 The multipath model on the ±y axis orientation

根據射線法，±y軸 方向上天線遠場中總場Et主要由直達波與地面反射波兩部分構成，Et可近似為

由式(1)可知，由于地板反射造成的多徑效應，當直達波與地面反射波同相時，會使得總場Et形成峰值點；當直達波與多徑反射波反相時，總場Et形成谷值點.式(1)中E0為 直達波場，ρv為垂直極化地面反射系數：

式中：Γv為垂直極化地面反射系數，由于反射面地板為金屬，這里 Γv=1；k0=2π/λ0為自由空間中波數；ΔR為多徑波程差，在遠場條件下 ΔR可做如下近似：

式中：θ為仰角，根據圖5 所示的多徑傳播幾何模型，可知在y軸正方向上 θ ∈[θR,90°]，在y軸負方向上θ ∈[θL,90°]，θR、θL分別是軸方向天線俯仰面方向圖受多徑影響的下限仰角.根據上述幾何關系可得θL,θR為：

式中：α為直達波與地面反射波之間的相位差.當α=0°時，直達波與地面反射波同相，天線方向圖形成峰值點；當 α=180°時，直達波與地面反射波反相，天線方向圖形成零值點，零值點會造成通信覆蓋的盲區，也即當 ρv=-1時，俯仰面方向圖會出現谷值點.根據式(2)和(3)，在L 頻段中心頻率f0=1.55 GHz計算可得俯仰面方向圖由于地面反射造成的第一谷值點仰角為 θ0≈31°.

由于俯仰面下限仰角 θL、θR均小于 θ0，±y軸方向天線俯仰面方向圖受到橢圓地板多徑反射造成的影響會出現明顯的谷值點.根據半空間中方向圖式(5)可知，可以通過降低天線方向圖打地電平的方法來抑制地面環境多徑效應造成盲區的影響，也即當f0(-θ) ＜＜f0(θ)時，f(θ)≈f0(θ).因此，為了抑制橢圓金屬地板多徑對天線方向圖的影響，四個電偶極子采用非同相饋電，通過調相使得天線俯仰面方向圖適當上翹，進而降低打地電平，抑制地板反射多徑的影響.

1.3 仿真分析

本節對高增益天線電性能進行相應的仿真.天線HFSS 仿真模型如圖6 所示，高增益天線四單元之間饋電相位差分別為0°、20°、25°、30°時天線在1.35 GHz、1.55 GHz、1.75 GHz 頻點的方向圖仿真結果如圖7～9 所示，其中圖7、8 中灰色區域為天線俯仰面方向圖期望覆蓋區域.

圖6 HFSS 仿真模型Fig.6 HFSS simulation model

圖7 不同饋電相位差下高增益天線俯仰面垂直極化增益方向圖 (φ=90°)Fig.7 The pitch gain pattern of the high gain antenna with different feeding phase differences for φ=90°

通過圖7 與圖8 對比可知，載體飛機的多徑效應對天線的方向圖以及增益等輻射特性產生了較大的影響.從圖7 可以看出，高增益天線在俯仰面方向圖期望覆蓋區域內存在零深，該零深位于天線方位90°俯仰65°附近，對應仰角為25°，位置與雙射線法理論分析零深俯仰角位置相當，證明該機載平臺對天線的影響主要來源于橢圓金屬安裝板的y軸.當四單元之間相位差為零也即同相饋電時，在1.35 GHz、1.55 GHz 方向圖零深增益在-8 dBi 左右，1.75 GHz方向圖零深處增益在-2 dBi 左右.根據理論分析結果可知，輻射單元饋電相位差影響俯仰面波束打地電平大小，進而影響俯仰面方向圖零深.當四單元同相饋電時，俯仰面波束方向圖打地電平較高，該零深較深，此時天線受異形地板多徑效應影響較為嚴重.通過調整四單元天線之間相位差使得俯仰面波束適當上翹，降低打地電平進而降低該多徑零深深度.仿真結果表明，當四單元饋電相差為20°、25°、30°時，在1.35 GHz、1.55 GHz 方向圖零深增益在0 dBi 左右，1.75 GHz 方向圖零深處增益在1 dBi 左右.相比于同相饋電，四單元饋電相差為20°、25°、30°時可以有效抑制由y軸長地板引起的多徑零深.

圖8 不同饋電相位差下高增益天線俯仰面垂直極化增益方向圖(φ=0°)Fig.8 The pitch gain pattern of the high gain antenna with different feeding phase differences for φ=0°

如圖8所示，當φ=0°時俯仰面方向圖沒有零深，這是由于x軸方向上地板尺寸較短，多徑影響較弱.為了進一步觀察多徑對方向圖的影響，θ=75°時方位面方向圖如圖9 所示.從仿真結果可以看出方位面方向圖在φ=90°、270°方向上有明顯的凹陷，這是由于y軸方向狹長地板的多徑效應引起的.

圖9 不同饋電相位差下高增益天線水平面垂直極化增益方向圖(θ=75°)Fig.9 The azimuth gain pattern of the high gain antenna with different feeding phase differences for θ=75°

從圖7～9 還可以看出，相比于四單元同相饋電，當饋電相差為20°、25°、30°時，天線的波束指向均產生了一定的上揚，使得俯仰面波束打地電平變小，進而有效抑制了俯仰面方向圖的零深，使方位面方向圖在φ=90°、270°方向上的凹陷得到了一定的改善.

根據相控陣原理，等間距陣列波束指向計算公式為

式中：λ為天線工作波長；d為陣元間距，本文中四單元間距d=56 mm.四單元相位差通過饋線長度來控制，高增益天線設計時以中心頻率1.55 GHz 為基準，選取四單元饋電相位差為25°，通過仿真分析得到陣元B、C、D 相對陣元A 的相位差 Δφ如圖10 所示，計算得到不同頻點波束指向結果如表1 所示.結合圖10和表1 可以看出，雖然B、C、D 陣元相對陣元A 的相位差隨頻率的增加成線性增長，但可將頻帶內理論的波束指向角恒定在14°左右，與仿真結果相符.

圖10 不同頻率下陣元相位差Fig.10 The phase difference of the array elements at different frequencies

表1 不同頻點波束指向理論和仿真結果Tab.1 Theoretical analysis and simulation results of beamsteering

通過以上的理論和仿真結果可知，改變波束指向使其具有一定的上揚角度，可使俯仰面波束打地電平變小，從而有效抑制天線由于多徑效應在俯仰面方向圖產生的零深.

2 實測數據

從仿真分析結果可知，當四單元饋電相差為20°、25°、30°時可以有效抑制由y軸長地板引起的多徑零深.高增益天線設計時選取四單元饋電相位差為25°，天線實物如圖11 所示，高增益天線暗室方向圖測試結果與仿真結果如圖12～14 所示.

圖11 高增益天線實物圖Fig.11 The picture of high gain antenna

圖12 高增益天線俯仰面垂直極化增益方向圖仿真與實測結果(φ=90°)Fig.12 The pitch gain pattern of the high gain antenna for φ=90°: simulation and measurement

從圖12 可以看出：在1.35 GHz、1.55 GHz 頻點上高增益天線增益實測在俯仰75°方向附近存在多徑凹陷，而仿真結果在65°方向附近；天線增益方向圖期望覆蓋區域實測與仿真結果基本吻合.天線俯仰面實測增益在方位90°俯仰70°附近有一個增益谷值，1.35 GHz、1.55 GHz頻點增益谷值在0.5 dBi 左右，1.75 GHz 頻點增益沒有谷值.

從圖13 可以看出，φ=0°的俯仰面上仿真結果與實測結果峰、谷值吻合較好.

圖13 高增益天線俯仰面垂直極化增益方向圖仿真與實測結果 (φ=0°)Fig.13 The pitch gain pattern of the high gain antenna for φ=0°: simulation and measurement

從圖14 可以看出，待測天線增益在 θ=75°時天線測試增益結果與仿真結果趨勢吻合較好.

圖14 高增益天線水平面垂直極化增益方向圖仿真與實測結果(θ=75°)Fig.14 The azimuth gain pattern of the high gain antenna for θ=75°: simulation and measurement

3 結論

本文提出一種能夠抑制異形地板多徑效應影響L 波段全向高增益垂直極化機載通信天線，利用雙射線法分析了天線方向圖在俯仰面上產生零深的原因，并通過調整各個陣元饋電相位，進而調整天線俯仰面主波束指向使其適當上翹，降低天線俯仰波束的打地電平，抑制天線載體反射多徑的影響，這種方式能夠較好地抑制由地面反射多徑造成的俯仰面方向圖零深.通過理論分析及電磁仿真計算，確定了天線的最優結構和單元饋電相位差，并進行了實物加工和測量.實測結果表明，在L 頻段內，四單元相位差為25°時能夠有效抑制由y軸長地板引起的多徑零深，實測結果與仿真結果吻合較好，為安裝于異形地板上的高增益天線陣提供了一種抑制多徑影響的方案.