雙模式偵察干擾一體化技術

楊 康, 郝 汀, 趙明峰, 黃 偉

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所, 江蘇 揚州 225001)

0 引 言

雷達是現代戰場不可或缺的信息化裝備,隨著現代科學技術的發展,雷達正不斷朝著數字化、寬帶化、低截獲方向發展;另一方面,機載或彈載平臺由于自身體積和載重原因,要求電子對抗設備能夠實現小型化和多功能。在這種情況下,能夠實現電子偵察和電子干擾功能一體化的技術尤為重要。目前在電子偵察方面,主要采用數字信道化技術實現雷達信號的頻率、脈寬、重復周期、脈幅等參數的測量[1-3];在電子干擾方面,主要采用直接數字頻率合成技術和數字儲頻(digital radio frequency memory, DRFM)技術[4-7]實現干擾源,其中DRFM技術由于生成信號具有高度相干性的特點而受到高度重視。目前DRFM主要采用直接儲頻方式,即對一定瞬時帶寬的中頻信號進行高速采樣、存儲,然后再延時轉發。2008年,王宗博等基于數字信道化接收原理和傳統DRFM結構,提出了基于數字信道化的DRFM系統模型,并進行了相關仿真[8]。2011年,劉建林等提出了一種基于數字信道化輸出的改進型DRFM系統的工程化設計方法[9]。2015年，Omer等采用了兩種不同的算法對寬帶信道化DRFM架構進行了優化,并在Virtex-6 SX475T芯片上以200 MHz的時鐘速率進行了驗證[10]。2018年,王明君從軟硬件實現角度介紹了瞬時帶寬為2 GHz、基于數字信道化的偵察干擾一體化處理單元[11]。上述文獻或偏向于信道化DRFM的理論分析和仿真,或偏向于實物測試平臺的構建,共同的特點是只考慮了單路子信道中信號的調制輸出。文獻[12-13]雖然對寬帶跨信道信號的重構進行了仿真,但對寬帶信號的跨信道檢測仲裁并未進行深入分析,也未對多路子信道合成輸出信號的保真度進行深入分析。另外,目前國內無論是數字信道化接收機還是信道化DRFM,通常都是建立在子信道均勻分布的基礎上,由于實際雷達信號為非合作信號,普遍存在著寬帶信號跨信道的現象[14]。針對此問題,在數字接收機方面一般有以下兩種處理方法:① 兩級信道化法[15],第一級采用較寬信道,減小信號跨信道概率,然后對第二級信號進行信道化處理;② 分析綜合濾波器法[16],在信道化后進行能量檢測和信道判決,根據判決結果將若干子信道歸為一組進行綜合,實現動態非均勻的信道化。第一種方法將信道越分越細,雖然有利用數字信道化接收機的信號測量,但不利于偵察干擾一體化設備中干擾信號的重構。第二種方法中如果設備隨輸入信號帶寬進行動態重構,那么所需處理速率可能會超過現場可編程門陣列(filed programmable gate array, FPGA)的最大時鐘速率。雷達信號的實時捕獲和干擾信號的及時生成也是需要重點考量的一個因素。針對上述問題,本文提出了一種基于數字信道化和數字下變頻并行雙模工作的偵察干擾一體化架構及其具體工作流程;另針對數字信道化接收及儲頻,分析了寬帶信號跨信道及信道判決問題,并通過仿真計算量化了各子信道頻域拼接法對重構干擾信號保真度的影響,并與直接儲頻方式進行了對比分析,從而得出雙模偵干一體化設備的自適應工作策略。

1 雙模式偵察干擾一體化系統

1.1 雙模式偵察干擾一體化方案

本文所提的雙模式偵察干擾一體化系統核心部分功能模塊組成如圖1所示。圖1中，首先通過高速模擬數字轉換器(analog-to-digital converter, ADC)對輸入的中頻信號進行帶通采樣,數據經高速接口傳輸到FPGA芯片中。高速采樣數據在FPGA內部經高速緩存和串并轉換降速后,達到與FPGA工作頻率相匹配的速率。然后，采樣數據分別送入數字信道化通道和數字并行變頻通道進行處理。在數字信道化通道中,對輸入的采樣數據分別進行信道化接收、信道信號檢測與參數估計、信號存儲和干擾調制(多譜勒調制、距離范圍模擬)等操作;其中對各子信道進行信號檢測和參數估計后,生成脈沖描述字(pulse description words, PDW)送信號分選模塊進行處理;信號分選模塊根據PDW信息,生成輻射源描述字,并進行威脅目標識別;干擾決策與控制模塊根據事先裝訂的干擾策略和參數對干擾調制模塊進行控制。信道化接收模塊對生成的子信道同向(in-phase, I)和正交(quadrature, Q)分量數據進行一定延時量的緩存,當完成信道檢測后,會選取相應子信道的數據進行高速存儲。干擾調制模塊按照一定的時序讀出存儲的子信道數據,并進行延時、多普勒調制,生成干擾信號。干擾信號經并串轉換后發數字模擬轉換器(digital-to-analog convertor, DAC)形成中頻信號。

圖1 功能模塊組成

在數字并行變頻通道中,對輸入的采樣數據序列交替抽取,并通過多相濾波結構實現數字下變頻(digital down conversion, DDC)。接著,對I、Q分量數據進行時頻檢測處理:時域方面,通過平方率檢波法得到脈沖包絡,從而獲取到脈沖到達時間等信息;頻域方面,在快速傅里葉變換(fast Fourier transform, FFT)后進行譜峰搜索,從而可以獲得載頻和頻譜調制信息。同時,I、Q數據經緩存后受控進行高速存儲,并由干擾決策和控制模塊引導,按一定時序讀出并進行多普勒調制和延時轉發。最后，生成的干擾數據經數字上變頻(digital up conversion, DUC)還原為中頻信號。

數字并行變頻通道是信道化通道的重要補充。當雷達信號帶寬小于子信道的帶寬時,信道化通道能夠準確地對雷達信號進行參數測量以及干擾信號重構。當雷達信號帶寬大于子信道帶寬時,就會出現跨信道的情況。接收方面,在不進行信道動態綜合的情況下,通過數字并行變頻通道進行時頻域的參數測量,可彌補數字信道化通道的不足;發射方面,通過數字并行變頻通道可實現寬帶雷達信號的儲頻和重構。

該偵察干擾一體化架構的優點在于能夠實現窄帶信號高精細的儲頻干擾,也能夠實現寬帶雷達高保真的信號重構。如何在這兩種模式間進行切換需要一個準則;同時該準則也涉及到寬帶跨信道信號融合后的保真度。下文針對數字信道化收發方案和信道選擇進行深入分析。

1.2 接收及發射信道化原理分析

以數字接收信道化為例,原始的直接變頻方式如圖2所示。信號x(t)經ADC采樣后得到離散信號x(n);x(n)復制K路后分別通過濾波器得到不同的子帶信號;然后與不同的數字本振進行混頻,得到基帶信號后再進行D倍抽取,以便進行后續處理。然而直接變頻方式實現困難,因為各通道濾波器特性不一,且處理速率要求與ADC速率相同,對硬件資源要求高;特別當信道數目大時,實現效率比較低。

圖2 直接下變頻信道化模型

多相濾波方式則可大大降低數字信道化實現的復雜度和對資源的需求度:將抽取移到數字濾波之前,可降低濾波過程中的運算量;每個通道濾波器為原型低通濾波器的多相分量,減小了數字濾波器的階數。

設K表示劃分的子信道數目,D表示對輸入信道的抽取倍數,令:F=D/M。hLP(n)為N階低通有限脈沖響應(finite impulse respond, FIR)濾波器的沖擊響應。在多相濾波結構下,第k個信道的輸出[17-18]為

(1)

F=1稱為臨界抽樣條件,此時通過信道化后無法分辨落入相鄰信號的兩個信號。當F=2且濾波器堆積排列為偶形式,有K=2D,ωk=2πk/K,代入式(1)則有:

(2)

(3)

所以高效多相濾波接收信道化的結構形式如圖3所示。其中，包含離散傅里葉逆變換(inverse discrete Fourier transform, IDFT)。

圖3 基于多相濾波的接收信道化模型(F=2)

接收信道輸出數據yk(m)后,經相關調制形成發射mi(n),經I倍內插、濾波和上變頻后,輸出表達式[19]為

(4)

式中:

(5)

其中,q=0,±1,…。

令n=rI+p(p=0,1,…,I-1),z(rI+p)=zp(r),h(rI+p)=hp(r),I為內插倍數,那么有:

(6)

當K=2D,ωi=2πi/K時,則有:

(7)

定義:

式(7)可以變換為

zp(r)=xp(q)*hp(q)

(8)

最終可以得到:z(n)=zp(mI+p)。根據式(8)實數信道化發射的高效架構如圖4所示。

圖4 基于多相濾波的發射信道化模型(F=2)

上述公式推導按照均勻信道偶型排列方式進行。同時,考慮到實際濾波器存在一定帶寬的過渡帶,過渡帶的存在導致信道之間存在盲區,無法全帶寬覆蓋,如圖5(a)所示,如有信號落在信道之間就會造成漏警。因此,將各信道在3 dB帶寬處交疊,信道間重疊區域為50%,如圖5(b)所示:濾波器的通帶帶寬為3 dB帶寬(由通帶截止頻率確定),等于總帶寬除以信道數目;阻帶帶寬為60 dB帶寬(由阻帶截止頻率確定),并且令60 dB帶寬為3 dB帶寬的兩倍。這種處理方法能夠解決信號落入相鄰信道之間的接收盲區問題,也可避免信號重構時失真嚴重的問題。

圖5 信道排列形式

1.3 跨信道信號處理方法及評估

在圖5(a)中，射頻信道之間頻率間隔與數字化信道帶寬的一半相等,整個系統通過數字瞬時測頻進行信道仲裁,用于確定信號所在的真實信道[20]。對于第k個信道,瞬時頻率ωk估計可以表示為

(9)

式中：?k[n]表示k通道中第n個點的瞬時相位。那么,在最大抽取率的情況下(F=2),通過瞬時測頻結果進行信道仲裁,在信道k中的信號需滿足如下條件:-π/2≤ωk·M≤π/2。

當窄帶信號頻譜剛好位于相鄰信道之間,則會出現跨信道的現象。濾波器組在實際實現時不是理想濾波器組,相鄰子信道之間的濾波器存在過渡帶交疊問題。如窄帶信道位于過度帶時,能量落入兩個子信道中,信道檢測會在這兩個子信道中同時檢測到信號。

寬帶信號在通過信道化模塊后,寬帶信號帶寬大于單個子信道帶寬,信號頻譜被多個相鄰子信道切割。以寬帶線性調頻信號為例,如圖6所示,左側信道的信號檢測模塊會最先檢測到信號能量惡化,然后依次是中間信道和右側信道,且各子信道的信號出現時間在開始時會有重疊;但這時各子信道所測的脈內參數都是不完整的,無法獲得寬帶線性調頻的真實參數。針對信道化方式下的寬帶信號偵測問題,可以采用本文所提架構中的并行通道進行參數測量。

圖6 寬帶信道跨信道頻譜圖

至于信道化儲頻后,寬、窄帶重構信號的失真程度如何就需要進行定量的評估。線性調頻信號的線性度可以反映DRFM系統的性能,其定義為偏離理想線性調頻的最大頻率值與其信號調頻帶寬的比值,表示為

(10)

式中:B是信號調頻帶寬;fe(t)為信號頻率偏離函數,具體形式為fe(t)=fs(t)-f(t),其中fs(t)為實際信號的瞬時頻率函數,f(t)為理想信號的頻率函數。

2 收發信道化技術仿真與分析

為驗證所提偵察干擾一體化架構,采用Matlab軟件對信道化收發通道進行建模仿真,并將信道化儲頻與直接儲頻方式進行對比。設定采樣率為2 Gbps,量化位數為8 bit;采用均勻信道50%交疊的偶型排列,劃分信道數目為32個,子信道帶寬為62.5 MHz;抽取因子為16。由于信號的共軛關系,只需考慮前16個信道。其中,部分信號覆蓋范圍如表1所示。

表1 部分信道劃分

信道化濾波器組的整體性能取決于低通原型濾波器。基于最佳逼近最大最小準則,通過Matlab的firpmord函數求出原型低通濾波器的階數,兼顧性能和可實現性,取濾波器階數為224。濾波器通道截止頻率為31.25 MHz,阻帶截止頻率為62.5 MHz,阻帶插入損耗為60 dB。下文按照信道內及跨信道兩種情況進行仿真,每種情況下考慮不同的信號帶寬,并按照輸入信號信噪比為20 dB進行仿真測試。

2.1 信道內信號收發仿真

設輸入信號為線性調頻信號,中心頻率為437.5 MHz,調頻帶寬為5 MHz,脈沖寬度為10 μs。采用直接儲頻方式,輸出信號頻譜與輸入信號頻譜基本一致,如圖7所示。

圖7 輸入信號及直接DRFM輸出信號頻譜

采用信道化進行信號接收和儲頻輸出時,經仿真測試,輸入信號位于第8信道,中心頻率為437.89 MHz,頻率測量誤差很小;輸出信號頻譜如圖8所示,相對于直接儲頻輸出結果部分頻點處雜散降低;而在信道8內,重構信號頻率變化曲線與理想頻率變化曲線非常接近,如圖9所示,只是在頻率低端受濾波器影響出現了跳變。

圖8 信道化DRFM輸出信號頻譜

圖9 信號線性度對比

當輸入中心頻率為437.5 MHz、調頻帶寬為62.5 MHz的線性調頻信號時,直接DRFM和信道化DRFM輸出信號頻譜如圖10所示。信道化DRFM輸出信號在頻譜中心處出現了約8 dB的凹陷,這是由于接收時,信號部分頻譜泄露到了信道7和9,而合成干擾信號時將信道7、8、9數據同時做了逆信道化合成,導致出現了幅度相消的現象。

圖10 直接DRFM和信道化DRFM輸出信號頻譜圖

考慮多信號情況,當輸入中心頻率分別為437.5 MHz、250 MHz、625 MHz,調頻帶寬為5 MHz的線性調頻信號時,兩種儲頻方式下輸出的信號頻譜如圖11所示。當外部存在多信號時,信道化收發方式可對多個信號進行正常儲頻,輸出信號頻譜與直接儲頻方式相同,但如僅需對其中一個信號進行干擾時,信道化儲頻方式能進行針對性的儲頻,而不是將瞬時帶寬內的信號都進行無選擇的存儲。具體措施是通過第1.3節中所述方法判別真實信道號,當生成干擾信號時保留真實信道數據、同時將其他信道數據都置為0,逆信道化處理后信號頻譜如圖12所示。一方面,干擾信號頻譜與輸入信號非常吻合;另一方面,無用信號被剔除,干擾信號雜散也被大大降低。

圖11 多信號DRFM輸出頻譜

圖12 無用信號剔除后的頻譜圖

2.2 跨信道信號收發仿真

在第8信道和第9信道的交界處,輸入中心頻率為468.75 MHz的線性調頻信號,脈沖寬度為10 μs,將調頻帶寬逐步從1 MHz變化為73 MHz,進行仿真測試。當帶寬較小時,信號的線性度較高,最大頻率偏差也較小;隨著輸入信道帶寬增大,最大頻率偏差也隨之增加,如圖13所示。

圖13 最大頻差隨輸入帶寬的變化關系

考慮跨信道帶寬是60 MHz的情況,兩種儲頻方式下輸出信號頻譜對比如圖14所示。對比直接儲頻輸出信號頻譜,信道化儲頻輸出信號頻譜發生了畸變:高低兩端頻率處信號出現了5 dB以上的降低,而中心頻率處功率有所抬升。這主要是因為寬帶信號跨越了信道8和信道9,在信號開始時刻信道8和信道9都能接收到信號,區別在于:信道8中信號處于濾波器的通帶范圍內,接收信號功率大且信號相位線性變化,如圖15所示;信道9中信號由于處于濾波器邊緣,接收到的功率較低,相位為非線性變化，如圖16所示。信號結束時刻,兩信道情況相反。因此，在信號開始和結束階段出現了信道8和信道9信號疊加相消的現象。而在信號中間階段,兩信道信號都是按相同趨勢線性變化,因此出現同相相加、功率增長的現象。

圖14 直接DRFM和信道化DRFM輸出信號頻譜圖 (60 MHz 帶寬信號輸入)

圖15 信道8幅度頻率變化圖

圖16 信道9幅度頻率變化圖

當輸入中心頻率為468.75 MHz、調頻帶寬為160 MHz的寬帶線性調頻信號時,直接儲頻和信道化儲頻輸出信號頻譜對比如圖17所示。同理,由于信號跨越了信道6～信道9,不同信道信號參與了逆信道化綜合,導致幅頻圖上出現有規律的信號功率凹坑,凹坑底部距離峰值功率差值約8 dB。

圖17 直接DRFM和信道化DRFM輸出信號頻譜圖 (160 MHz 帶寬信號輸入)

由上述仿真結果可知,當出現寬帶跨信道信號時,不僅脈內調制參數無法獲知,而且重構的干擾信號頻譜也發生了畸變。如帶寬相對較小(不大于子信道帶寬),那么信號畸變較小;如帶寬跨越多個信道,那么信號畸變加大,頻譜功率損失較大。因此,根據仿真測試結果,可生成本文所提偵察干擾一體化方案的雙模式使用策略:偵察方面,信道化通道和并行變頻通道同時使用;干擾方面,當信號帶寬大于信道化帶寬時,采用并行變頻通道產生干擾信號;當信號帶寬小于等于信道化帶寬時,采用信道化通道產生干擾信號。這樣,偵察時可同時滿足寬、窄帶雷達信號的參數測量要求;干擾時既可確保干擾信號的保真程度,又可進行精準化的儲頻,防止在射頻前端放大過程中因儲頻產生的無用頻譜分量而降低有效干擾信號的輻射功率。

3 結 論

本文提出的數字信道化和并行變頻雙模式偵察干擾方案,接收時兩模式同時工作,發射時兩模式協同工作,既能實現窄帶雷達信號的精細化測量和高保真干擾信號的重構輸出,還能適應大寬帶雷達信號的寬譜測量和無失真的干擾信號輸出,避免了信道化收發過程中所需的動態信道重構和信號綜合過程。