三相橋式逆變電路電流檢測方法綜述

申永鵬 劉 迪 梁偉華 郭磊磊 王延峰

三相橋式逆變電路電流檢測方法綜述

申永鵬 劉 迪 梁偉華 郭磊磊 王延峰

（鄭州輕工業大學電氣信息工程學院 鄭州 450002）

可靠、精確的電流檢測是三相橋式逆變電路控制和保護策略的關鍵。針對三相橋式逆變電路電流檢測問題，該文首先分析霍爾、磁通門和分流器三種電流傳感器的工作原理，比較三者檢測特性及優缺點。然后從高端電流檢測、低端電流檢測和復合電流檢測三個方面對多電流傳感器方法進行的綜述分析；從脈寬調制波形調整、電壓矢量合成和狀態觀測三個方面對直流母線單電流傳感器電流檢測方法進行分析；從中間橋臂耦合、上下橋臂耦合和多支路耦合三個方面對多位置耦合電流檢測方法進行分析；從固有誤差和采樣誤差兩個方面對電流檢測誤差的產生機理及解決方法進行分析。最后對三相橋式逆變電路以及相關電力電子電路變換器電流檢測方法的發展趨勢進行展望。

電流檢測 電流傳感器 直流母線采樣 多位置耦合 檢測誤差

0 引言

作為典型的電力電子電路拓撲結構，三相橋式逆變電路廣泛應用于交流電機驅動、并網逆變器等電力電子裝置。電流檢測主要用來為三相橋式逆變電路的控制策略、保護策略提供電流參數，如何可靠、精確地獲取電流信息是實現逆變電路高效、高性能運行的關鍵[1-4]。

在三相橋式逆變電路中，需要對高頻波動的直流母線或三相負載電流瞬時值進行檢測，其檢測結果用來為電流、磁鏈的閉環控制提供反饋值，或者為開關器件、負載的過電流保護提供參考。

目前，電流檢測傳感元件主要包括霍爾電流傳感器、磁通門電流傳感器和分流器。常見的電流檢測方法包括：①使用兩個或三個電流傳感器在負載的高端（交流輸出側）進行電流檢測；②使用兩個或三個電流傳感器在低端（下橋臂）檢測；③使用單電流傳感器在直流母線上進行電流檢測；④使用單霍爾/磁通門電流傳感器采用多位置耦合方式進行電流檢測。

伴隨著電力電子高頻化發展趨勢，以及逆變器性能、可靠性要求的提升，目前三相橋式逆變電路電流檢測面臨的主要挑戰包括：①如何提升全量程電流檢測精度，尤其是小電流的檢測精度，以提升電機低速、低轉矩下的控制精度，或者確保并網逆變器在弱光、低風速下的可靠工作；②如何消除多個電流傳感器參數不一致性造成的測量誤差，以提升逆變器的控制精度；③如何通過優化電流傳感器安裝位置、開發新型PWM方法，以確保單電流傳感器能夠為控制策略提供完備的電流反饋信息； ④如何在多應用背景下，針對不同誤差類型，開發消除直接檢測誤差和間接導致誤差的融合性方法，是提升電流檢測精度面臨的重大挑戰。

針對三相橋式逆變電路電流檢測問題，本文從傳感器工作原理及特性、多傳感器安裝位置、單傳感器電流檢測系統的基本工作原理和實現方法、多位置耦合電流檢測方法的電流耦合路徑以及電流檢測誤差的產生機理和消除方法等方面入手，對現有三相橋式逆變電路電流檢測方法進行了綜述分析，并對其發展進行了展望。

1 電流傳感器

1.1 霍爾電流傳感器

霍爾電流傳感器的基本工作原理為霍爾效應，可實現直流電流、交流電流的隔離檢測，根據其結構和磁通測量方式，可分為開環式霍爾電流傳感器和閉環式霍爾電流傳感器[5]。

開環霍爾電流傳感器結構如圖1所示，開環式霍爾電流傳感器由霍爾元件、磁心以及放大電路三部分組成。當被測電流流經放置于測量孔位的導線時，在環形磁心內產生與電流強度成正比的磁通量；根據霍爾效應，放置于磁環氣隙內的霍爾元件受該磁通量作用，將在霍爾元件兩端產生正比于磁感應強度的電動勢差Hall，再經放大電路，輸出正比于電流信號的電壓信號out，即

式中，為磁感應強度，=，為磁環氣隙截面積；Hall為霍爾激勵電流；Hall為霍爾系數；為霍爾元件厚度。

圖1 開環霍爾電流傳感器結構

Fig.1 Structure of open-loop Hall current sensor

開環霍爾電流傳感器的特性：①結構簡單、可靠性好、過載能力強；②由如圖2所示的軟磁材料磁滯曲線可知，隨著磁場強度的增加，磁感應強度呈現非線性變化，導致線性度較差；③動態響應特性較差、頻帶寬度窄。

圖2 典型軟磁材料磁滯曲線

由上述分析可知，磁心的-曲線非線性特性是導致開環霍爾電流傳感器線性度較差的主要因素。閉環霍爾電流傳感器通過引入零磁通法，有效地提升了測量精度，屬于磁平衡電流傳感器，由磁心、霍爾元件、放大電路和二次線圈四部分組成，其結構如圖3所示。測量原理為：被測電流流經放置于測量孔位的導線時，在環形磁心內產生磁通量，二次線圈產生大小相等、方向相反的磁通，此時霍爾元件內部為零磁通。對于直流或者低頻交流，反向磁通過小，磁通量和無法完全抵消，根據霍爾元件檢測到剩余磁通量，閉環控制電路立刻調整補償電流以維持零磁通狀態，通過檢測二次線圈電流s即可實現電流測量。

圖3 閉環霍爾電流傳感器結構

1.2 磁通門電流傳感器

磁通門傳感器是利用鐵磁體在磁飽和區時的磁導率非線性特性實現磁場測量的一種裝置。它具有高靈敏度、良好的溫度穩定性，適用于微弱磁場的檢測。在如圖3所示閉環霍爾電流傳感器結構的基礎上，由磁通門傳感器代替霍爾元件進行剩余磁通量檢測便可構成磁通門電流傳感器。

磁通門傳感器由磁心、勵磁電路、勵磁繞組、檢測繞組和信號處理電路等組成，如圖4所示。當勵磁電路輸出角頻率為的正弦勵磁電流e=0sin(t)時，產生的勵磁磁場強度為e=10sin(t)，1為勵磁繞組匝數。當磁心飽和時，其磁導率隨著e周期性變化。由于為標量，其變化周期為e的一半，

圖4 磁通門傳感器結構

故其頻率為2，可描述為

式中，0=10；為磁心截面積。對式（3）進行分解，其僅包含勵磁磁場強度e的奇次諧波。當被測磁場m≠0時，檢測繞組兩端電動勢為

由式（4）可知，當被測磁場強度m≠0時，檢測繞組兩端電動勢中出現了幅值與被測磁場強度m成正比的偶次諧波。信號處理電路提取感應電動勢的特定偶次諧波分量的幅值，便可得出被測磁場強度。

得益于磁通門傳感器較高的靈敏度和良好的溫度穩定性，磁通門電流傳感器的精度和穩定性較閉環霍爾電流傳感器有了顯著提升。此外，磁通門電流傳感器可采用整體磁心結構，消除氣隙、漏磁以及安裝位置偏差對剩余磁通量檢測的影響。但是，由于勵磁信號的存在，其輸出信號的噪聲較霍爾電流傳感器大。

1.3 分流器

分流器本質是一個低值電阻，當被測電流流經分流器時，其兩端產生與被測電流成正比的電位差，通過對該電位差的隔離、放大，便可實現交直流電流測量。

典型分流器電流測量電路由分流器、前端放大電路、差分隔離電路和信號調理電路四部分構成，如圖5所示。前端放大電路一般采用同相差分輸入方式，在放大分流器輸出微弱差分信號的同時，以單位增益通過共模電壓，提升了檢測電路的信噪比和共模電壓抑制比（Common-Mode rejection Ratio, CMR）；差分隔離電路主要用于將前端放大電路輸出的差分信號轉化為單端信號并進行隔離；信號調理電路主要用于將差分隔離電路輸出的信號進行偏置、放大等調理，以匹配后端的A-D轉換電路[8-9]。

圖5 典型分流器電流測量電路

一方面，由于大電流流經分流器時，會產生額外的熱量，分流器額定阻值應適當降低；另一方面，分流器阻值過低會造成低電流測量時兩端電位差過低，進而影響測量精度。因此，分流器阻值的選取應綜合考慮高電流時的熱損耗和低電流時的電位 差[9-10]。工程中，一般選取由錳銅、康銅或者鎳鉻合金等低溫度系數材料制成的精密電阻，阻值一般為100mW至數mW[9]。

由于溫度是影響分流器測量精度和穩定性的重要因素，目前關于分流器電流測量的研究主要集中于消除不同材料結合點處熱電動勢對測量精度的影響，以及如何通過數據分析修正溫度對測量精度的影響[10-13]。

除分流器的溫度特性之外，影響分流器電流測量電路性能的關鍵因素還包括分流器的分布電感、信號處理電路的靜態和動態性能等。在小量程電流檢測時，分流器測量電路具有精度高、響應速度快、線性度好等優點。

2 多傳感器電流檢測方法

三相橋式逆變電路中，通常采用三個電流傳感器來實現相電流的檢測。此外，根據KCL定律，僅通過測量兩相電流，也可計算出第三相電流。根據多電流傳感器的安裝位置，可分為高端電流檢測、低端電流檢測和復合電流檢測。

2.1 高端電流檢測方法

兩電流傳感器高端檢測電路如圖6所示，采用高端電流檢測時，電流傳感器安裝于ABC三相的輸出端，可采用霍爾、磁通門和分流器等傳感器形式。其優點在于：①可采用兩電流傳感器，完全替代三電流傳感器；②被測電流與開關狀態無關，可在任意時刻實現電流采樣；③當采用分流器時，采用差分信號處理方式可避免地電平噪聲干擾。

圖6 兩電流傳感器高端檢測電路

主要缺點在于：①采用分流器時，需要采用隔離放大電路或采用高共模電壓差分放大器，信號處理電路復雜；②由于信號處理電路中元件較多，溫度變化、元器件參數差異將引入額外誤差，同時，電路的動態性能受運放壓擺率等參數的限制。

2.2 低端電流檢測方法

兩電流傳感器低端檢測電路如圖7所示，采用低端電流檢測方法時，電流傳感器安裝于逆變器的下橋臂，同樣可采用霍爾、磁通門和分流器等傳感器形式[14-16]。

圖7 兩電流傳感器低端檢測電路

定義上橋臂導通用1表示，下橋臂導通用0表示。當下橋臂全部導通（000）時，由于三相感應負載的存在，電流傳感器將檢測到續流電流存在，續流回路如圖8所示。

圖8 V0(000)作用時續流回路

低端電流檢測方法可采用兩電流傳感器或者三電流傳感器，兩種方法主要區別為：①由于低端采樣僅在（000）狀態存在檢測窗口，當某一相0狀態作用時間過短時，只能采用壓擺率更高的運算放大器或帶寬更高的霍爾/磁通門電流傳感器；②當采用三電流傳感器時，可通過選擇0狀態作用時間較長的兩相進行測量，并根據KCL定律計算出第三相電流。低端采樣時序如圖9所示，C相0狀態作用時間過短，可僅通過AB兩相電流的采樣值，計算出C相電流，上述過程也稱為“跳躍檢測”。

圖9 低端采樣時序

低端電流檢測的主要優點在于：①采用分流器時，信號共模電壓低，可使用低成本普通運算放大器實現高精度電流檢測；②實現了續流電流測量，為單電流傳感器多位置耦合電流測量奠定了基礎。

其主要缺點在于：①測量時刻受開關狀態制約；②采用分流器時，測量信號易受地電平噪聲干擾；③隨著頻率進一步升高，電流測量窗口逐漸縮短，電流傳感器及其信號處理電路必須有足夠高的帶寬。

2.3 復合電流檢測方法

考慮高低端電流檢測的優勢互補，復合電流檢測系統結構及電流路徑如圖10所示。霍爾/磁通門電流傳感器安裝于低端檢測位置同時耦合高端電流回路。當7(111)作用時續流回路如圖10a所示，電流傳感器S1流經B相電流；當0(000)作用時續流回路如圖10b所示，電流傳感器流過的電流為B、A兩相電流之差。電流傳感器S1的電流檢測值為

式中，1為增益；a、b分別為A、B兩相電流。

圖10 復合電流檢測系統結構及電流路徑

Fig.10 Structure and current path of composite current detection system

由式（5）可知，復合電流檢測采用單一霍爾/磁通門電流傳感器消除了高端/低端電流檢測多個傳感器參數不一致的缺點。該電路結構中電流傳感器S1和電流傳感器S2可組合獲得更多電流信息，實現差分式補償零點漂移[17]。復合電流檢測方法的主要缺點在于使用兩個霍爾/磁通門電流傳感器成本高，且無法消除由傳感器不一致性帶來的測量 誤差。

綜上所述，三種多傳感器電流檢測方法的對比分析見表1。

表1 三種多傳感器電流檢測方法的對比分析

3 單傳感器電流檢測方法

單電流傳感器電流檢測技術主要分為直流母線單電流傳感器檢測和多位置耦合電流檢測方法兩大類。其中，前者又可細分為PWM波形調整方法、電壓矢量合成方法和狀態觀測法，后者可細分為中間橋臂耦合、上下橋臂耦合和多支路耦合電流檢測方法，單電流傳感器控制技術分類如圖11所示。

圖11 單電流傳感器控制技術分類

3.1 直流母線單電流傳感器檢測方法

空間矢量脈寬調制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）方式下，三相兩電平逆變器存在八種基本開關狀態，構成了PWM逆變器的八種基本電壓矢量，分別為6個基本非零矢量1(100)、2(110)、3(010)、4(011)、5(001)、6(101)和2個零矢量0(000)、7(111)。SVPWM的空間電壓矢量如圖12所示，6個非零矢量將復平面空間分為如圖12所示的6個扇區[18-24]。

圖12 SVPWM的空間電壓矢量

根據三相兩電平逆變器的電路原理以及SVPWM的工作原理，通過將電流傳感器安裝在直流母線上，在不同的基本電壓矢量作用下直流母線電流與電機的相電流的關系不同，可以分析得到不同開關狀態時母線電流與繞組相電流的對應關系，見表2。

表2 電壓矢量與繞組相電流的對應關系

定義系數X（=1, 2, 3），X=1表示上橋臂開關導通，X=0表示下橋臂開關導通，因此可以得到相電流與母線電流的關系[20]，即

在實際直流母線采樣中，必須結合開關器件的實際特性，為電流檢測單元提供可靠的時間窗口sig，定義最小采樣時間min[24]為

式中，es為直流母線電流建立時間；db為三相逆變電路的死區時間；rise為導通后電流上升所需要的時間；sr為電流波動后需要穩定的時間；con為數模轉換器A-D的工作時間。

當滿足式（8）時，PWM占空比接近，開關狀態維持時間太短，無法進行可靠的電流采樣，故該區域稱為不可觀測區域，包括低、過調制區域和扇區邊界，如圖12所示。

為實現不可觀測區域內的電流采樣，直流母線單電流傳感器檢測方法可分為三類。

1）PWM波形調整方法

文獻[25]使用三個相鄰的開關狀態構成參考電壓，提出了三態脈寬調制（Three-State Pulse Width Modulation, TSPWM）方法，在縮小了不可觀測區域的同時減小了共模電壓。文獻[26]通過移動PWM而產生滿足最小采樣時間的電流檢測窗口，實現了不可觀測區域內的電流檢測。文獻[27-29]提出了開關狀態相移（SSPS）相電流重構方法，擴大了電流檢測窗口。調整PWM波形將導致傳統SVPWM的對稱性消失，從而改變輸出電流紋波，進而影響三相電流總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD），不同方法對THD的影響如圖13所示。

圖13 文獻THD總結

2）電壓矢量合成方法

文獻[30]采用零電壓矢量采樣方法（Zero Voltage Vector Sampling Method, ZVVSM）時檢測電流，實現了不可觀測區域內電流的檢測，但并未考慮零電壓矢量檢測導致的電流諧波問題。文獻[31]提出了基于傳統SVPWM和互補非零矢量的混合脈寬調制策略，在保證可觀測區域低電流畸變的情況下，實現了不可觀測區域內的電流檢測。文獻[32-33]針對有效電壓矢量持續時間過短的問題，提出了插入測量矢量法（Measurement Vector Insertion Method, MVIM）相電流重構。文獻[34]使用互補有效矢量代替零矢量，解決了低速狀態下的電流重構問題。文獻[35]在過調制區域內通過電流疊加降低了電流重構誤差，與傳統的SVPWM相比THD降低12%（從15%到3%）。文獻[36]對6個扇區內的不可觀測區域進行再次劃分，提出了混合脈寬調制策略，消除了不可觀測區域。文獻[37-41]把單電流傳感器技術引入到了多電平應用中。文獻[42]在三電平中點鉗位型（Neutral Point Clamped, NPC）逆變器中使用單電流傳感器重構三相電流，通過電壓補償擴大了不可觀測區域。文獻[43]針對三電平逆變器，提出了基于移相法的電流重構策略，擴大了不可觀測區域。電壓矢量合成方法對比見表3。

表3 電壓矢量合成方法對比

3）狀態觀測法

針對在PWM載波頂部或底部的重構電流和測量電流之間存在差異的問題，文獻[44]提出了電流預測方法，降低了電流紋波和電機轉矩波動。文獻[45]針對三相永磁同步電機（Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM）控制器的相電流重構問題，利用正弦曲線擬合觀測器，從母線電流中提取相電流信息，從而對電機進行矢量控制。文獻[46]通過設計電流觀測器，利用單相電阻估算三相電流，提出了一種新型單電阻電流重構技術。文獻[47]提出了基于電機abc三相坐標系的電流狀態觀測器方法，通過計算不同矢量作用下瞬時電流變化率來分步預測電流，進而實現不可觀測區域內的相電流重構。文獻[29, 48]提出了在消除不可觀測區域的同時，能夠補償采樣延遲的預測狀態觀測器方法。文獻[49]提出了基于三個獨立自適應相電流觀測器的單傳感器相電流重構方法，即使在低調制度下也能保證精確的相電流估計。針對相電流重構中存在的采樣不同步問題，文獻[50]提出了拉格朗日插值法相電流預測方法，仿真證明了其可行性。文獻[51]分析了由單電流傳感器引起的分時采樣誤差，提出了基于電機簡化數學模型的補償方法，提高了電流重構精度。在確保滿足最小采樣時間前提下，文獻[52-56]使用電壓注入方法提高了重構精度。狀態觀測主要包括觀測器法、預測狀態觀測器法和電壓注入法，三種方法的對比見表4。

表4 狀態觀測方法對比

3.2 多位置耦合電流檢測方法

多位置耦合方式利用單霍爾/磁通門電流傳感器，可實現多支路分時電流測量，通過重新設計傳感器電流傳輸路徑，實現了單電流傳感器電流檢測。根據傳感器安裝位置和電流耦合方式，多位置耦合電流檢測方法可分為中間橋臂耦合方式（Inter- mediate Bridge Arm Coupling, IBAC）、上下橋臂耦合方式（Upper-Lower Bridge Arm Coupling, ULBAC）和多支路耦合方式（Multi-Position Coupling, MPC）。

1）中間橋臂耦合方式

分析參考電壓矢量PWM周期構成可發現，有效矢量作用時間過短的情況下，零矢量0(000)、7(111)作用時間增加，故可通過在零矢量工作時，分析電流與傳感器位置之間的關系，以實現低調制區域內的電流測量。

中間橋臂耦合單霍爾/磁通門電流檢測電路及電流路徑如圖14所示，單霍爾/磁通門傳感器中流經A相中間橋臂和B相輸出電流[57-58]。在零矢量7(111)作用時，相電流通過上橋臂、二極管和繞組續流，此時電流導通情況如圖14a所示（箭頭表示續流通路）。此時單霍爾/磁通門電流傳感器采樣電流smp為

在零矢量0(000)作用時，相電流通過下橋臂、二極管和負載續流，電流導通情況如圖14b所示。此時單霍爾/磁通門電流傳感器采集電流信息為

結合KCL可知，a+b=-c，故

圖15所示為中間橋臂單霍爾/磁通門電流傳感器電流檢測時序，圖中，1和2為采樣時刻，A、B、C為載波時刻，a～c為開關狀態。不同開關狀態時電壓矢量與繞組相電流對應關系見表5，由于零矢量電流可測[59-60]，可采用4個可測量電流窗口中不同的兩個電流值來完成相電流重構，完成低調制區向空間矢量六邊形邊界移動。

2）上下橋臂耦合方式

由于位置耦合的靈活性，單霍爾/磁通門電流傳感器還可采用如圖16所示的上下橋臂耦合方式[61]。傳感器安裝在下橋臂VT2、VT4之間的干路上，同時耦合了VT1、VT3之間線路。若單霍爾/磁通門電流傳感器僅位于VT2、VT4之間干路時，將只能獲得(0)（=0或1）作用時的電流測量值，一共有1(100)、2(110)、3(010)、0(000)四種情況可完成電流測量[50-55]，同時存在著更大的不可觀測區域。而耦合VT1、VT3之間線路，可在完成有效矢量測量的同時，實現零矢量7(111)的檢測。零矢量7(111)作用時，上橋臂導通，導通路徑如圖16a所示，由于續流原因，零矢量0(000)作用時，下橋臂導通，導通路徑如圖16b所示。

圖15 中間橋臂耦合單霍爾/磁通門電流采樣時序

表5 IBAC電壓矢量與繞組相電流的對應關系

圖16 上下橋臂耦合單霍爾/磁通門電流檢測電路及電流路徑

ULBAC電壓矢量與繞組相電流的對應關系見表6。由表6可知，與傳統單傳感器直流母線相電流檢測方法相比，ULBAC方法在保持原有電流檢測窗口的同時，增加了零矢量電流檢測窗口，相電流重構策略更靈活[62-64]。

表6 ULBAC電壓矢量與繞組相電流的對應關系

3）多支路耦合方式

上述兩種耦合方式增加了不可觀測區域的電流檢測窗口，其缺點為在零矢量作用時段內進行電流采樣的同時也會造成正常區域內有效矢量無法測量。文獻[65]創新性地提出了如圖17所示的多位置耦合單霍爾/磁通門電流傳感器安裝位置，可同時完成有效矢量和零矢量作用時段內的電流檢測。

圖17 多位置耦合單霍爾/磁通門電流傳感器安裝位置

文獻[65]對矢量扇區內存在不可觀測區域的原因進行了分析，為兼顧有效矢量和零矢量電流檢測，可得出測量位置與測量電流、分區與可用于檢測的矢量之間的關系，分別見表7和表8。

表7 MPC分區與可用矢量關系

表8 MPC測量位置與測量電流的關系

如圖17所示的多支路耦合方式，融入了多個傳感器測量位置，同時探索了位置耦合與電流之間的對應關系，既可以完成傳統SVPWM可觀測區域的有效矢量的測量，又可以測量零矢量，從而擴展了電流的可觀測區域。但是，由表7和表8可知，找到可確保每個分區內都能檢測到電流的共同矢量，是實現多位置耦合電流檢測的關鍵[65]。

IBAC、ULBAC和MPC三種方法的耦合支路數量、重構誤差及關鍵特征見表9。

表9 多位置耦合電流檢測方法對比

4 多/單電流傳感器電流檢測誤差分析

電流傳感器在長期使用時或惡劣工作條件下，電流檢測精度將受到影響[66]。兩種主要電流檢測誤差如圖18所示，在電流采樣過程中存在兩種類型的誤差：一種是由于PWM引起的固有誤差；另一種是由于溫度或老化等因素造成的傳感器采樣誤差。兩種誤差在不加校正的情況下會直接引入到測量電流中。

圖18 兩種主要電流檢測誤差

4.1 固有誤差

空間矢量作用時瞬時相電壓、平均相電流以及a、c相的電流紋波如圖19所示。由PWM引起的固有誤差分為分時誤差、非齊誤差和切換誤差。

1）分時誤差

當矢量1(100)作用時完成第一次采樣得到電流a，經過D，第二次采樣在矢量2(110)作用時完成得到采樣電流-c，兩個采樣點之間的延遲造成的誤差為分時誤差。第一次采樣值與最終值相差Derr1，如圖19所示，最終采樣結果為

圖19 分時采樣誤差

2）非齊誤差

直流母線電流采樣點分別在零電壓矢量0(000)、7(111)作用時完成測量，即PWM載波的頂部或底部，而實際位于1(100)、2(110)作用時段內，采樣結果與最終值非對齊的采樣位置導致重構誤差為Derr3和Derr4。

針對該問題，文獻[69]提出了基于內置式永磁同步電動機（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor, IPMSM）的電壓模型預測參考電壓采樣點的dq電流重構方法，最大限度地減少了重構誤差。

3）切換誤差

互補矢量代替零矢量SVPWM可以消除不可觀測區域，扇區過渡如圖20所示[70]，但不適用于扇區切換時刻。以第Ⅰ和Ⅵ扇區為例，采樣位置為每個載波的頂端，在PWM周期2內能獲得采樣電流b和c。參考電壓矢量進入扇區Ⅰ時受min影響，PWM周期3處只采樣得到b一相電流，疊加前周期采樣結果進行電流重構，導致產生切換誤差。

圖20 扇區過渡

文獻[70]提出了分離電流預測校正方法，在未切換時刻使用傳統相電流重構策略，在扇區切換時刻根據預測的dq電流和可測量電流來計算實際三相電流，消除了切換誤差。

4.2 采樣誤差

4.2.1 采樣分析

采樣通路由霍爾傳感器、轉換電路、濾波電路和數模（A-D）轉換電路等構成[71]，如圖18所示。受器件容差、溫度漂移、老化和噪聲等影響，電流采樣通路中將產生漂移誤差和增益誤差。

由漂移誤差導致的采樣結果為

式中，sam_b、sam_c為采樣電流；re_b、re_c為實際電流；Dd為電流零點漂移誤差，根據KCL計算第三相電流。不同扇區的最終電流采樣結果分析見表10。

表10 最終電流采樣結果

移分量。在同步旋轉坐標系中，abc軸電流在轉換為dq軸電流時，最終零點漂移被帶進dq軸電流中。

同理，考慮增益誤差

為電流增益誤差，即

式中，K（=A, B, C）為每相電流增益，K=KK，=a, b, c，為相同增益誤差，K為相增益誤差[72]。

4.2.2 誤差校正

文獻[73]提出了由電流增益引起的不平衡直流漂移和負序分量誤差在線校正方法，通過估計q軸轉子磁通與實際轉子磁通誤差，對負序分量進行校正，消除了參數不匹配導致的估計誤差。由式（18）可知，b軸中存在漂移誤差，利用直流分量不會突變這一特性，使用陷波器可以阻礙或衰減特定頻率的信號。文獻[74]提出了如圖21所示的電流漂移在線校正控制策略，通過PI控制器校正估計的電流漂移量，實現了三相電流的重構。零點漂移和增益誤差引起的電壓誤差具有獨特的頻率特性，文獻[75]假設d軸和q軸電流的時間導數忽略不計，通過從PI控制器的輸出中減去電阻的壓降來估算電壓誤差。文獻[76]提出了一種電流測量誤差補償方案，基于直流輸出電壓紋波特性和帶通/低通濾波器消除了電流漂移和增益誤差。文獻[77]對比了陷波器和低通濾波器，提出了靜止參考系中帶有濾波器的電流漂移補償方法。零點漂移和增益誤差也會導致速度紋波、轉矩脈動和三相電流不平衡[78]，針對該問題，文獻[79]提出了使用單電流傳感器的位置傳感器故障檢測策略，通過將相反矢量設置在一個PWM周期內，在一個周期內進行雙采樣獲得電流平均值以校正轉子估計位置估計值，該方法可以減少采樣誤差，但不能區分漂移量是由漂移誤差還是瞬態電流引起的[80]。

圖21 誤差類型及解決方案

為降低電機驅動系統成本，有學者使用低成本ADC，其電路中只包含一到兩個采樣保持（S/H）器。由于S/H器數量不足而導致的異步采樣會帶來電流測量誤差[81]。文獻[82]通過關閉逆變器的C相橋臂使A相橋臂和B相橋臂流出電流的矢量和為零，若B相出現增益誤差，則使用A相正常電流補償B相誤差，使兩者幅值保持一致，實現了增益誤差的離線補償。

由于逆變器應用于電動汽車、微電網以及新能源并網等多種場合，直流母線電壓源通常由不可控整流器提供或由直流變換器直接供電[83]，因此電壓波動將導致轉矩脈動和速度波動。文獻[84]提出了基于低端支流和三相電流耦合的電流檢測策略，并結合定點抽樣方法，解決了速度波動。文獻[85]針對永磁直線電機驅動器提出了雙矢量定位模型預測控制（DL-MPC）方法，可降低相電流傳感器電流檢測誤差。

在實際應用場景中，通常不確定兩個交流側電流傳感器和直流母線的電流傳感器的精度，導致維修或更換成本的增加[86-87]。針對多個傳感器出現的不確定性問題，文獻[88]提出了多電流傳感器誤差補償策略，通過相互校準策略對電流漂移和增益誤差進行補償，實現了不依賴數字濾波器和電機參數的誤差校準。文獻[89]提出了基于三相電流檢測的補償方法，通過比較兩相傳感器和三相傳感器檢測到的dq軸電流，實現了增益誤差檢測。但如果電機停止或轉子位置鎖定，則無法使用該方法。針對轉子鎖定情況下的誤差檢測，文獻[90]提出了基于兩相測量電流四種組合的增益補償方法。

綜上所述，電流誤差類型、針對對象及解決方案如圖22所示。

圖22 電流誤差分析

5 結論

圍繞三相橋式逆變電路的高可靠性、高集成度、高精度電流檢測需求，研究人員已從傳感器設計、PWM波形調整、矢量合成方法優化、電流狀態觀測、電流檢測位置及電流耦合關系設計、電流檢測誤差的產生機理及解決方法等方面展開了深入研究，并取得了重要研究進展。但是，一方面伴隨著SiC、GaN等寬禁帶電力電子半導體器件的發展，電力電子高頻化發展趨勢越來越明顯，擴大了單傳感器電流檢測的不可觀測區域，對電流傳感器及信號處理電路的響應速度、可靠性提出了新的挑戰；另一方面，“雙碳”戰略目標下，交流電機驅動、并網逆變器等領域的高效、高性能控制需求也對電流檢測系統的測量精度提出了新的要求。針對上述問題，對未來三相橋式逆變電路以及相關電力電子電路變換器的電流檢測系統做如下展望。

1）高帶寬、高響應速度電流傳感器研究：目前工業應用領域，典型的閉環霍爾電流傳感器帶寬通常為100kHz（-3dB）左右，響應時間通常為1ms以內（90%額定電流）；磁通門電流傳感器帶寬可達300kHz（-3dB），響應時間通常為0.5ms以內（90%額定電流）。面對開關頻率可到數百kHz甚至MHz的寬禁帶電力電子半導體器件，在某些高載波頻率、復雜控制算法應用場景下，如何進一步提升帶寬、降低響應時間對于快速、準確地實現電流傳感，仍需要從磁場敏感元件、傳感器結構和電路結構等方面進行深入研究。

2）單電流傳感器最小采樣時間的定量計算：最小采樣時間的精確定量計算是開展單傳感器采樣的前提，受限于功率器件的導通特性、變換器死區設置、信號處理及A-D轉換時間、調制度/載波周期等因素，當矢量作用時，電流需要經過第一階段主要包含功率器件的導通特性及變換器死區設置，第二階段主要包含由運放擺率、負載感抗造成的信號處理及A-D轉換時間的動態過程，才能出現第三階段的穩定狀態。如何圍繞上述五方面因素，結合矢量控制系統的調制度及載波周期，實現最小采樣時間的精確定量計算，是提升低調制度、高載波頻率下單電流傳感器系統可靠應用的關鍵。

3）采樣位置及耦合路徑優化：對于多位置耦合電流檢測方法，合理的采樣位置和耦合路徑，能夠有效消除電流耦合，實現低調制度和扇區邊界處的電流采樣。目前已有的相關方法通過傳感器耦合路徑、脈寬調制策略的優化，一定程度上擴展了電流可觀測區域。但是缺少對傳感器安裝位置及耦合路徑之間電流關系的系統分析，同時缺少矢量合成方法與耦合路徑之間的理論推導，限制了多位置耦合電流檢測性能的進一步提升。通過采樣位置及耦合路徑優化，是擴展多位置耦合電流檢測方法應用范圍，實現低調制度和扇區邊界處的電流采樣的重點。

4）電流采樣精度的研究：盡管單電流傳感器方法在一定程度上消除了多傳感器參數不一致帶來的電流誤差，但是由于僅采用一套電流傳感器及信號處理電路，其零點漂移誤差會擴大至所有相電流，進而影響重構精度。因此，進一步深入分析單電流傳感器誤差擴大效應的產生機理，通過優化采樣位置及耦合路徑、優化矢量合成方法、開發零點漂移校正策略等方法，消除誤差擴大效應對電流重構的影響，實現零點漂移誤差的自檢測及自校正，是提升單電流傳感器電流檢測方法測量精度的關鍵。

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Review of Current Detection Methods for Three-Phase Bridge Inverter Circuits

（College of Electrical and Information Engineering Zhengzhou University of Light Industry Zhengzhou 450002 China）

As a typical power electronics topology, the three-phase bridge inverter circuit is widely used in motor driver, new energy grid-connected inverter, and other power electronic equipment. Current is an important parameter for the control and protection of inverter, how to obtain current information stably and accurately is the key to realize high-performance control of inverter. However, traditional control often overlooks fundamental, complex, and extensible problems caused by current parameters. Over recent years, many problems have been raised around the reliability of current detection and the improvement of accuracy, but most of the problems lack a closed-loop review of problem development. Aiming at these problems, this paper summarizes the related problems of current detection in three-phase bridge inverter, hoping to inspire follow-up research.

First of all, based on the principle analysis, the current sensors that are most widely used are summarized based on operating principle, sampling accuracy, advantages and disadvantages, including Hall current sensors, fluxgate current sensors, and shunts. Different current detection circuits are directly determined from the analysis of sensor installation characteristics and the number of uses, which are mainly divided into multi-sensor detection circuits and single-sensor detection circuits, and specifically including current sensing at the high-side (AC output side) of the load using two or three current sensors; current sensing on the low side using two or three current sensors; current sensing on the DC bus using a single current sensor; multi-position coupling for current sensing using a single Hall/fluxgate current sensor detection (intermediate bridge arm coupling (IBAC), upper-lower bridge arm coupling (ULBAC), and multi-position coupling (MPC)). This paper summarizes and analyzes the different current information, advantages, and disadvantages contained in the detection circuits at different positions.

However, in actual use, reliable and high-precision current sampling is caused by a combination of direct and indirect reasons. The direct reason includes long-term use of the point current sensor, or inaccurate measurement accuracy under harsh conditions. In the comprehensive use of the inverter, under different control algorithm strategies, the source (inherent error) of the current detection error occurs, so the research branch of the indirect cause of improving the current quality through PWM control strategy adjustment is derived. This paper summarizes and analyzes the influence of different control strategies such as the PWM waveform adjustment method, voltage vector synthesis method, and state observation method on the current in the case of a single current sensor, as well as the comparison of advantages and disadvantages.

Finally, this paper comprehensively analyzes the direct and indirect causes of current detection. There are two types of errors in the current sampling process: one is an inherent error due to PWM; the other is sensor sampling error due to factors such as temperature or aging. Both errors are directly introduced into the measured current without correction. The inherent errors caused by PWM are divided into time-sharing errors, non-homogenous errors, and switching errors. The sampling path is composed of a Hall sensor, a conversion circuit, a filter circuit, and an analog-to-digital (A-D) conversion circuit. Affected by device tolerance, temperature drift, aging, noise, etc., drift errors and gain errors will occur in the current sampling path. The two kinds of errors can be corrected by each other, and the suppression and compensation of sampling errors through control strategies is the current mainstream research branch of mutual errors.

In the future, there will still be major challenges in current detection: with the high frequency of power electronics, the research of current sensors with high bandwidth and high response speed is still an important branch; in the face of single current sensor sampling, the current sampling that is affected by multiple factors such as the optimization of the PWM strategy and the signal processing process should be considered comprehensively; for the research on the improvement of current accuracy, attention should be paid to the closed-loop relationship between the sensor itself and the control strategy, and at the same time, new background factors such as electromagnetic interference should be introduced from the foundation to improve the current detection accuracy.

Current detection, current sensor, DC bus sampling, multi-position coupling, measurement errors

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220579

國家自然科學基金項目（62273313, 51807013, 52177068）、河南省科技攻關項目（222102240005）、河南省青年骨干教師培養計劃項目（2021GGJS089）、鄭州市協同創新專項（2021ZDPY0204）和河南省高校科技創新團隊支持計劃項目（22IRTSTHN017）資助。

2022-04-14

2022-05-17

申永鵬 男，1985年生，博士，研究方向為電動汽車動力系統驅動與控制、能量管理與優化。

E-mail: shenyongpeng@zzuli.edu.cn（通信作者）

劉 迪 男，1996年生，碩士研究生，研究方向為電動汽車動力系統驅動與控制。

E-mail: liudi_zzuli@163.com

（編輯 陳 誠）