模塊化高轉矩密度高可靠性直驅輪轂電機設計

尹相睿 張莉 趙慧超 王斯博 郭守侖 王宇

（中國第一汽車股份有限公司研發(fā)總院，長春 130013）

1 前言

輪轂電機具有結構緊湊、控制方便、傳動效率高等優(yōu)勢[1]，搭載整車后轉矩分配組合多樣、轉向靈活，可提升整車布置和設計自由度，是新能源汽車技術的重要發(fā)展方向之一。其中，永磁同步電機效率高、功率密度高、可靠性好，被認為是輪轂驅動電機的首選[2-6]。

直驅輪轂電機優(yōu)化了底盤結構，減少了軸、傳動軸等機械部件，使得NVH、動力學等問題得到極大簡化，并具有傳動高效、四輪操控靈活等顯著優(yōu)勢[7-9]，但其工作環(huán)境惡劣，對可靠性要求較高，實際應用困難。因此，目前投產的直驅輪轂電機產品均采用多單元模塊化的設計思路，實現(xiàn)故障容錯運行[10]，且試驗結果表明，可以通過系統(tǒng)級容錯方案設計出具有高安全特性的高性能輪轂電機[11]。這一設計思路的主要優(yōu)勢體現(xiàn)在兩個方面：單元模塊具有獨立性，具備冗余容錯的功能；單元模塊具有標準性，具備互換的功能，可有效降低成本。

本文針對電動汽車應用需求設計高轉矩密度高可靠性直驅輪轂電機，采用多單元模塊化永磁同步電機設計方案，通過理論分析、有限元仿真及試驗測試進行設計及驗證。

2 多單元模塊化輪轂電機

2.1 直驅輪轂電機構型

輪轂電機直接將電機安裝于輪轂中，如圖1 所示，可以實現(xiàn)分布式驅動。根據(jù)驅動方式，輪轂電機主要分為減速驅動型和直接驅動型。

圖1 輪轂電機布置示意

直驅式輪轂電機省去了齒輪減速機構，直接將轉子安裝在輪輞上驅動整車運行，如圖2所示，可簡化驅動系統(tǒng)結構、提高傳動效率，同時，其對轉矩密度要求較高，并需具備一定的容錯功能，故本文采用多單元模塊化永磁同步電機設計方案。

圖2 直驅輪轂電機布置結構

2.2 模塊化電機的機構及原理

模塊化輪轂電機以傳統(tǒng)輪轂電機為基礎，通過在結構上進行調整，將電機定子在圓周方向上劃分成若干個模塊，所有模塊共用一個轉子。每個定子模塊上具有獨立的三相交流繞組，由獨立的逆變器供電。為了實現(xiàn)故障模塊的容錯運行，逆變器常采用三相四橋臂結構[12]。以4 模塊輪轂電機為例，如圖3 所示，電機定子在圓周方向上劃分為4 個模塊，每個定子模塊上具有獨立的三相交流繞組，分別引出三相引出線與對應逆變器一一連接。每個模塊單元既可獨立工作，又可組合使用[13]。電機定子單元繞組形式如圖3 所示。繞組采用雙層結構，每個定子相的集中線圈纏繞在相鄰的齒上，此種繞組形式對于給定數(shù)量的極產生較少數(shù)量的槽，減小端部高度，同時降低了齒槽轉矩，還能顯著增大繞組電感，有利于在弱磁恒功率調速中提高調速范圍，特別適用于輪內牽引應用[14-15]。

圖3 模塊化輪轂定子示意

正常工作時，輪轂電機各模塊的定子繞組均通入三相對稱電流，按照轉矩平均分配原則共同驅動轉子旋轉。此時各模塊在氣隙中生成行波磁場，整個輪轂電機氣隙中生成旋轉磁場，這與傳統(tǒng)永磁輪轂電機并無差異。當發(fā)生繞組故障（如某模塊某相繞組開路）時，可以切除故障模塊，剩余健康模塊繼續(xù)工作，此時健康模塊的繞組電流和輸出轉矩顯然較正常工作狀態(tài)大。因此，更多情況下，為減輕剩余健康模塊的工作負荷及電機損耗，故障模塊需要在一定的容錯策略下繼續(xù)運行。

3 輪轂電機定子設計

直驅輪轂電機的定子設計主要考慮空間限制和高轉矩、轉速的應用條件，本文針對極槽配合、定子結構選擇等進行研究，并對多單元的分塊定子進行仿真。

3.1 極槽配合方案的選取

輪轂電機為低速大轉矩電機，軸向尺寸空間要求苛刻。為節(jié)省電機繞組端部空間，多采用每極每相槽數(shù)q<1，線圈節(jié)距為1的分數(shù)槽集中繞組，通常，極數(shù)2p與槽數(shù)Z較為接近。為避免永磁體寬度過窄，一般每個單元電機的極數(shù)小于10。因而，8 極9槽、10 極9 槽、10 極12 槽和8 極12 槽為優(yōu)選的極槽配合方案。單元電機模型如圖4所示。

圖4 單元單機模型

基于10 極9 槽的槽極配合方案對磁動勢進行分析，設每相繞組的匝數(shù)為NC、極距為τ，三相繞組電流分別為iA、iB、iC，根據(jù)繞組的通電方式對A相繞組產生的脈振磁動勢fA進行傅里葉級數(shù)展開：

式中，θs為電角度；v=1/5,2/5,3/5,4/5,1,6/5,…為諧波次數(shù)，v=1 時為基波；n為正整數(shù)；kdpv為諧波繞組系數(shù)：

B 相繞組產生的脈振磁動勢與A 相繞組產生的脈振磁動勢fA在空間上錯開：

同理，C相繞組產生的脈振磁動勢為：

定子三相繞組合成磁動勢為：

其中，定子三相電流分別為：

式中，I為相電流有效值；ω為電流角頻率；ψ為內功率因數(shù)角，即相電流與空載反電勢的相量夾角。

將式（6）代入式（5）得：

其中，“±”的選取與諧波次數(shù)相關：v=1 時，取負號，且n=3k+1 與n=3k-1（k為正整數(shù)）所取符號相反。

由式（7）可以看出：當n=3k時，對應的諧波合成磁動勢為0，n=3k±1 次諧波的三相合成磁動勢幅值是其單相脈振磁動勢幅值的1.5 倍，且n=3k+1 與n=3k-1 對應的諧波合成磁動勢旋轉方向相反。

由式（2）可見，根據(jù)10 極9 槽繞組的各次諧波（不考慮3 及3 的倍數(shù)次諧波）可得到繞組因數(shù)，以基波為基準，設基波旋轉磁動勢幅值為1，對8 極9槽、10 極9 槽、10 極12 槽和8 極12 槽繞組產生的磁動勢進行分析，4 種極槽配合方案的磁動勢頻譜如圖5所示。

圖5 采用不同極槽配合方案時的磁動勢頻譜

分數(shù)槽繞組相比于整數(shù)槽繞組，產生的磁動勢中常含有分數(shù)次諧波，諧波含量非常豐富[16]。輪轂電機穩(wěn)態(tài)運行時，電樞反應磁場中除基波分量以同步速度跟隨轉子旋轉，諧波磁場均會與轉子存在相對運動并產生渦流損耗，分數(shù)槽繞組電機的轉子渦流損耗一般會較整數(shù)槽繞組電機大。從各極槽配合方案對永磁體渦流損耗的影響來看，10 極9 槽的0.8次磁動勢諧波幅值甚至超過基波，將產生較大的渦流損耗，而8 極12 槽的磁動勢頻譜中基波分量占優(yōu)，這與整數(shù)槽繞組相似，渦流損耗相應較小。

通過有限元仿真對單元電機在采用4種不同極槽配合方案時的性能進行對比分析。為了使極槽配比為單一變量，在電機方案對比中，保持線負荷、磁負荷基本一致。

針對實際應用，在3 種工況下對4 種不同極槽配合方案進行有限元仿真，仿真工況如表1所示。

表1 仿真工況

空載工況下，采用不同極槽配合方案時單元電機的線反電勢諧波如圖6 所示。10 極9 槽、8 極9槽、10 極12 槽的諧波均以3 次諧波為主，而8 極12槽的諧波則以5 次諧波和7 次諧波為主，且8 極12槽的空載反電勢的基波分量最小，而10 極9 槽和8極9 槽單元電機的空載反電勢的基波分量較大。

圖6 不同極槽配合方案時單元電機空載反電勢諧波頻譜

過載工況下，采用不同極槽配合方案時輪轂電機電磁轉矩如圖7所示。從過載工況下的電磁轉矩來看，單元電機在10 極9 槽和8 極9 槽時的過載能力較強，10 極12 槽時較弱，8 極12 槽時電磁轉矩最小且轉矩波動較大。

圖7 采用不同極槽配合方案時輪轂電機電磁轉矩

一般負載和過載工況下，單元電機采用不同極槽配合方案時永磁體渦流損耗如圖8 所示。從圖8中可以看出，10極9槽的極槽配合方案下，渦流損耗最大，8 極12 槽方案的渦流損耗最小。轉子渦流損耗產生的熱量將導致永磁體溫度升高，在降低永磁體性能的同時會產生退磁的風險。因此，綜合考慮電機性能輸出能力和風險，單元電機宜采用8 極9槽的極槽配合方案。

圖8 采用不同極槽配合方案時一般負載和過載工況下永磁體渦流損耗

3.2 定子結構方案選取

常規(guī)電機定子鐵芯為均勻齒結構，但是對于模塊化永磁輪轂電機，為實現(xiàn)高容錯特性，不同單元電機定子間可以添加隔離齒，實現(xiàn)各模塊間的磁隔離和熱隔離。電機定子鐵芯沖片及其磁場分布情況如圖9所示。

圖9 非均勻齒與均勻齒定子及其磁場分布情況對比

2 種定子方案的電機在1 300 r/min 轉速下的空載反電勢對比結果如圖10 所示。非均勻齒定子電機空載反電勢相對較小，這是由于定子添加隔離齒的同時，轉子極數(shù)也相應增加，由32 極增加到36極，轉子永磁體通過隔磁橋的漏磁磁通量增多，從而導致空載反電勢降低。

圖10 非均勻齒與均勻齒定子輪轂電機空載反電勢

2 種不同定子結構的輪轂電機在過載工況下的電磁轉矩對比如圖11 所示。相比于均勻齒定子結構，非均勻齒定子結構模塊化輪轂電機的過載轉矩降低了約10%。由于隔離齒占據(jù)較大空間，電機其余齒將變窄，這導致定子非均勻齒結構模塊化輪轂電機在過載工況運行時定子鐵芯的飽和程度加深，電機過載能力也隨之降低。為追求高轉矩密度，本文選擇均勻齒定子方案。

圖11 非均勻齒與均勻齒定子輪轂電機過載工況電磁轉矩

此外可以看出，相較于均勻齒定子電機，非均勻齒定子電機具有以下特點：各單元模塊電機可以實現(xiàn)磁、熱隔離，具有高容錯性；隔離齒的存在導致電機電磁負荷較低、飽和程度較高，不利于實現(xiàn)高轉矩密度。非均勻齒定子方案對實現(xiàn)高容錯特性具有較高的研究價值。

4 輪轂電機轉子設計

鑒于直驅輪轂電機的尺寸空間特點，內置式轉子布置受限，效果較差。因此，本文選用表貼式轉子結構設計方案，并針對表貼式永磁體固定方案及其充磁方式進行探究，確定轉子方案。

4.1 電機轉子充磁方式設計

表貼式永磁體一般有垂直充磁、水平充磁、海爾貝克（Halbach）陣列等幾種充磁方式。其中，表貼式永磁體通常采用垂直充磁方式，Halbach 陣列充磁方式將不同充磁方向的永磁體按照一定的規(guī)律排列，實現(xiàn)在一側匯聚磁力線，而在另一側削弱磁力線，從而獲得比較理想的單邊磁場[17]。該種充磁方式可在一定程度上使氣隙中的磁通密度分布正弦化，有助于降低氣隙磁場諧波含量、提高電機磁負荷，但其加工工藝較為復雜、工藝成本較高。

為實現(xiàn)高轉矩密度電機設計，本文探究了垂直充磁和Halbach 陣列2 種充磁方式下的電機性能。兩者空載及負載條件下的峰值工況轉子磁通密度分布仿真結果如圖12和表2所示。

表2 垂直充磁和Halbach充磁負載工況仿真結果

圖12 不同充磁方式下峰值工況轉子磁通密度分布情況

對比仿真結果，垂直充磁和Halbach充磁2種方案峰值轉矩水平相差較小，齒槽轉矩相近，Halbach充磁在轉矩波動方面具有一定優(yōu)勢，但2 種方案的轉矩波動均在可接受范圍內。因此，在本文設計方案中，Halbach 充磁方案并無明顯的優(yōu)勢，考慮到Halbach 充磁的工藝難度遠大于垂直充磁的工藝難度，最終選擇垂直充磁方案。

4.2 電機轉子磁鋼固定方式設計

輪轂電機在中高速運行時，轉子表面線速度較大，為實現(xiàn)表貼永磁體的有效固定，在保證電機物理氣隙相同的情況下，考慮對永磁體采取2 種固定方案：轉子最外層增加護套，護套材料采用Cr17Ni4Cu4Nb，厚度為0.5 mm；將永磁體部分嵌入燕尾槽中。轉子護套和燕尾槽結構如圖13所示。

圖13 轉子磁鋼固定方式示意

當轉子采用2 種不同的固定方式時，電機在1 300 r/min 轉速下的空載反電勢如圖14 所示，可見轉子采用護套固定時，輪轂電機的空載反電勢下降較多。在相同負載電流下，繞組電流為40 A 時，電機電磁轉矩如圖15所示，轉子采用護套固定的輪轂電機的輸出轉矩相對較小。

圖14 采用不同轉子固定方式時輪轂電機空載反電勢

圖15 采用不同轉子固定方式時電機過載工況電磁轉矩

考慮結構方案可行性，2種固定方式物理氣隙相同。轉子采用護套固定的電機實際電磁氣隙會增大，氣隙磁場減弱，使空載反電勢減小，電機轉矩輸出能力進而隨之下降。為提高電機的空載反電勢和轉矩輸出能力，需要提高永磁體用量，電機體積和質量也隨之增大。相比之下，轉子采用嵌入燕尾槽的固定方式既能滿足轉子強度要求，又能提高電機轉矩密度，故本文電機轉子采用嵌入燕尾槽的固定方式。

5 輪轂電機性能仿真

基于前期論證，電機采用32極36槽設計、8極9槽的單元電機構型，共4 個單元，單元電機如圖16所示。電機方案主要指標及設計參數(shù)如表3所示。

表3 直驅輪轂電機方案主要指標及設計參數(shù)

圖16 輪轂電機單元電機

從表3 中可以看出，電機設計方案均滿足指標要求，其中最高效率達96.2%，轉矩密度達38.1 N·m/kg，具備高轉矩輸出能力的特性，同時，基于8 極9 槽的單元電機特性，齒槽轉矩僅為0.34 N·m。電機的仿真外特性如圖17所示。

圖17 電機仿真外特性

電機仿真效率MAP 如圖18 所示，效率≥85%的區(qū)域占全工作區(qū)域比例≥80%，高效區(qū)整體向低速低轉矩區(qū)傾斜，有利于提升電機的工況運行經濟性。

圖18 電機仿真效率

6 輪轂電機試驗

基于32 極36 槽、4 單元的方案設計，針對直驅輪轂電機開展了樣機試制，并進行了空載和負載條件下的多項驗證性試驗，如圖19所示。

圖19 樣機試驗

6.1 空載反電勢對比

20 ℃常溫工況下，轉速為100 r/min 時空載線反電勢試驗結果如圖20所示。通過線性折算，在最高轉速1 300 r/min條件下，UV線反電勢峰值為855.4 V，對比仿真結果最大值提高了2.19%，主要由永磁體的性能偏差和電機加工偏差等導致。100 r/min 轉速條件下，空載線反電勢仿真與試驗結果的對比如圖21 所示，由圖21 可知，仿真與試驗波形保持基本一致，樣機狀態(tài)符合試驗要求。

圖20 100 r/min轉速下試驗樣機的空載線反電勢

圖21 100 r/min轉速下空載線反電勢仿真與試驗結果對比

6.2 效率對比

試驗樣機的效率MAP 和仿真效率MAP 的對比結果如圖22所示。

由圖22可知，仿真和試驗獲得的最高效率分別為96.2%和95.6%，偏差為0.6百分點，仿真結果與實測結果整體吻合度較高，但低轉矩時偏差較大、試驗效率偏低，主要是由于低轉矩區(qū)臺架測量精度低，該試驗中實測損耗偏高，對電機效率整體影響較大。此外，工況效率是電機開發(fā)過程中的重點關注對象，為了更加準確地分析電機效率，在試驗中，本文采用全球統(tǒng)一輕型車輛測試循環(huán)（Worldwide Harmonized Light Vehicles Test Cycle，WLTC）工況等效點方法對主要工況點的效率進行了采集和對比。WLTC 工況等效點方法通過對單一WLTC 行駛周期的能量分布進行分析，根據(jù)發(fā)生頻次、功率占比進行綜合評估，最終通過計算得到適合該車型的典型工作點。這些典型工作點持續(xù)工作的時間較長、能量消耗占比較大，找出并分析這些能量集中的工作點即可評估電機本體的工況效率。各等效點的功耗占比即代表該點在整個循環(huán)工況中的能量消耗占比情況。試驗中，以某計劃匹配車型進行工況等效，表4所示為主要工況點數(shù)據(jù)及效率對比結果。

表4 工況等效點仿真和試驗效率對比

由表4 可以得到，等效工況點的實測效率與仿真效率最大偏差為3.9 百分點，最小偏差為0.36 百分點，也可以從一定程度上說明仿真結果與實測結果吻合度較高。

7 結束語

結合直驅輪轂電機高轉矩密度、高可靠性的要求，本文通過理論分析及有限元仿真驗證，證明了相對10 極9 槽和10 極12 槽方案，8 極9 槽方案渦流損耗最小，相對8極12槽和10極12槽方案，8極9槽方案轉矩密度最大，通過轉矩密度、空載反電勢和轉矩波動等多維度仿真分析，確定了均勻齒定子方案為優(yōu)選方案，并通過輸出轉矩、齒槽轉矩和轉矩波動等多維度仿真分析，確定了垂直充磁的燕尾槽磁鋼轉子方案為優(yōu)選方案，完成了基于單元電機為8極9槽的多模塊直驅輪轂電機設計，有效轉矩密度達38.1 N·m/kg。同時，電機效率MAP 仿真和試驗精確對比結果表明，WLTC 整車循環(huán)工況等效點的效率仿真精度較高。