基于聲表面波延遲線的相位解調器設計

鄭澤漁,黃 松,陳正林

(1.中國電子科技集團公司第二十六研究所,重慶 400060;2.西北大學 信息科學與技術學院,陜西 西安 710127)

0 引言

物聯網 (IoT) 是由嵌入傳感器、軟件、硬件等設備組成的網絡。為了解決能源問題,能量收集和無線電力傳輸已被應用于延長物聯網設備的有限壽命。基于無線電波反向散射的通信被提議用于低功率物聯網設備,因其可利用環境中已有的射頻信號(如Wi-Fi, LoRa等)通信,而無需物聯網設備自身產生高頻載波,所以能量需求低且部署成本低[1-9]。在此條件下,現有的反向散射通信系統只具備低功耗的包絡檢波功能,用于下行通信與同步,嚴重限制了系統的應用。本文提出了一種基于聲表面波延遲線的相位解調器,使低功耗設備具有相位解調的能力。

1 解調器原理

相移鍵控通過信號的相位信息傳輸數字信號,而信號的幅度和頻率保持不變。以BPSK調制為例,BPSK將載波信號的初始相位調制為0和π以表示0、1信息。解調方框圖如圖1所示。解調時,BPSK一般采用相干解調法,利用混頻器將與BPSK信號同頻同相的相干載波和BPSK信號相乘,最后得到載波信號的相位信息。整個解調過程中需要產生相干載波信號并進行載波同步,一般利用鎖相環等高功耗器件提取載波并進行相位同步。然而低能量需求和低制造成本的IoT節點不會配置這些器件。典型的反向散射系統一般只有一個簡單的檢波電路,所以無法進行相位解調。

圖1 解調方框圖

為了在低功耗設備上實現相位解調,則需將調相轉化為調幅信號。恒幅、同頻信號可以利用相干干涉將信號的相位變化轉化為信號的幅度變化。如圖2所示,兩信號A1、A2存在相位差Δφ,因此,這兩個信號之和的幅度(A)與Δφ有關。

圖2 信號合成向量圖

假設接收到的BPSK信號為S(t),得到延遲信號為S(t-t1),利用原信號與延遲信號的相對相位差即可實現對BPSK信號的解調。假設接收信號S(t)為

S(t)=e-j[2πft+φ(t)]

(1)

延遲信號S(t-t1)為

S(t-t1)=e-j[2πf(t-t1)+φ(t-t1)]

(2)

相位差為

Δφ=2πft1+φ(t)-φ(t-t1)

(3)

其中:

(4)

和信號的絕對幅度變化不僅受疊加信號間相位差的影響,同時也受延遲時間t1的影響。

對于BPSK調制信號,由于調制符號的相位有0和π兩種,當延遲時間t1=1/f(其中f為符號速率)時,不同時刻t(0

A(包絡幅度與瞬時信號的幅值變化)與疊加信號S(t)、S(t-τ)的相位差有關。設S(t)和S(t-τ)的相位差Δφ為

Δφ=2πfτ+φ(t)-φ(t-τ)

(5)

式中:2πfτ為延遲帶來的固定相位差;φ(t)為t時刻對應符號的相位。

利用相位差使合成信號的幅度變化,并以此判斷原始信號的調制相位,如圖3所示。由圖可看出,以信號S(t)為時間基準,假設延遲時間τ

圖3 延遲相加

設S(t)的調制相位為mi∈{ω1,ω2,…,ωn},其調制序列為M={m1,m2,…,mn},則:

1) 當0

2) 當(T-τ)

3) 在T

為實現解調,對于任意mi-mi-1(mi≠mi-1)或mi+1-mi(mi+1≠mi)都必須有不同的Δφ(0<Δφ<π),其對應合成信號的幅度也不同。

根據上述結論對BPSK調制做如下分析:BPSK調制相位為mi∈{0,π},?|mi-mj|=0或π,即對于任意時刻φ(t)-φ(t-τ)為0或π時,信號S(t)和S(t-τ)存在Δφ1=2πfτ和Δφ2=2πfτ+π(0<Δφ≤π)兩種相位差。為了實現最好的解碼效果,需使Δφ1=π,Δφ2=0。這兩種相位差下的幅度差值最大,解調效果最好,此時τ=1/2f(τ=f/2或τ=1/(2f))。當τ=1/4f(τ=f/4或是τ=1/(4f))時,兩相位差相同,不能實現解調。圖4為仿真結果。表1為兩種相位差下的信號幅度。由表可知,根據幅度與Δφ間的關系即可解調。

圖4 仿真結果

表1 兩種相位差下的信號幅度

2 延遲線方案

實現解調器設計需要一個能夠產生延遲信號的器件,本文采用聲表面波(SAW)延遲線實現延遲功能[10]。SAW延遲線由壓電基片和在其表面設置的2個IDT組成,如圖5所示。圖中,IDT1將電信號轉換為聲波信號,傳播路程L,再由IDT2完成聲電轉換。由于聲音信號在介質中的傳播速度遠小于電磁波的傳播速度,由此可以實現時間的延遲,其主要指標如表2所示。

圖5 延遲線結構圖

表2 延遲線指標

3 解調電路設計

整個解調電路的結構示意圖如圖6所示。為了減小延遲信號的能量損耗,解調電路采用雙接收天線。一路信號通過延遲線產生延遲信號,為了均衡兩路信號,使和信號的效果達到最佳,在延遲線的前端接一個功放,用于補償延遲線對于輸入信號的衰減。在其后端接一個兩等分功率分配器,用于合并原信號和延遲信號。通過包絡檢波器提取基帶信號,最后利用抽樣判決器得到解調信號,實現調相信號的解調。

圖6 解調電路結構圖

4 實驗與結果分析

圖7、8是延遲線的測試結果。延遲線在頻率2.695～3 GHz內的延遲時間可達到1 μs,延遲時間誤差小于11 ns,滿足解調所需的延遲時間。理論上,基于延遲線的延遲相加方法可以實現相位調制速率大于500 kHz的解調。

圖7 延遲時間

圖8 插入損耗

圖9是延遲信號與原信號經合路器疊加后的實驗測試結果。該實驗中發送端采用BPSK對信息1,1,-1,1進行調制,調制速率為500 kHz,延遲線的延遲時間為1 μs。由圖可見,解調器的延遲信號與原信號經合路器疊加后的結果符合理論。

圖9 原信號與延遲信號疊加的測試結果

5 結束語

本文設計了一種基于聲表面波延遲線的相位解調器,延遲線實現了頻率2.695～3 GHz內1 μs的延遲時間;在此基礎上,設計了一個低功耗的解調電路,實現了對采用BPSK調制的、調制速率為500 kHz和1 MHz的信號的解調。理論上,通過調整延遲線的延遲時間可實現任意速率的調相信號解調。利用信號前后兩個符號的相位差可將調相信號轉化為調幅信號,接收端無需進行復雜的去載波操作即可實現相位解調。這有望用于低功耗的無線電波反向散射的下行通信,具有良好的應用前景。