高功率GaN 微波器件大信號縮放模型*

成愛強 王帥 徐祖銀 賀瑾 張天成 包華廣 丁大志

1) (南京電子器件研究所,微波功率器件事業部,南京 210016)

2) (南京理工大學微電子學院,南京 210094)

基于經驗基EEHEMT 等效電路模型,針對AlGaN/GaN HEMTs 提出一種可縮放大信號模型,以準確獲取寬柵多指器件的電學性能.所提出的模型從器件的柵寬、柵指個數角度出發,分別對器件模型的本征參數漏源電流、柵源電容和柵漏電容制定了相應的縮放規則.為了驗證所提縮放大信號模型的準確性,通過總柵寬為14.4 mm 的L 頻段GaN 高效率功率放大器進行比對驗證,仿真與測試結果在1120—1340 MHz 頻帶內功率值不低于46.5 dBm,漏極效率值不低于70%,結果高度吻合.此外,利用該模型在對大柵寬GaN HEMTs基波信息進行準確仿真的基礎上能很好預測器件的高次諧波信息,可為先進大功率、高效率的微波功率放大器的設計提供重要支撐.

1 引言

隨著無線通訊的飛速發展,具有高功率密度、高電子遷移率、高擊穿場強等優勢的GaN HEMTs受到越來越多的關注[1-3].為對先進GaN HEMTs進行設計,可靠的射頻大信號模型顯得尤為重要.目前,GaN HEMTs 射頻大信號模型主要包含行為基模型[4,5]、經驗基模型[6,7]和物理基模型[8,9].考慮到模型提取時間和仿真收斂性問題,經驗基模型的使用范圍最為寬泛.與其他兩類模型相比,經驗基模型不僅具有較好的收斂性,而且精確度較高,易于嵌入到商業軟件ADS (Advanced Design System)中使用[10],這也是其被廣泛研究的另一重要原因.

精準的GaN HEMTs 大信號縮放模型,不僅能減少GaN 功率放大器匹配電路的迭代次數、縮短產品研發周期,而且在改善GaN 功率放大器性能方面也發揮重要作用.GaN HEMTs 經驗基模型參數通常被分為寄生參數和本征參數兩部分[11],如圖1 所示,淡藍色區域表示本征參數部分,剩余區域表示寄生參數部分.近年來關于縮放模型的研究工作大多都圍繞寄生參數的拓撲結構開展,通過改變拓撲結構來改善縮放模型在高頻的S參數擬合精度[12-14].與GaAs HEMTs 相比,GaN HEMTs在飽和輸出時非線性效應更嚴重、更復雜[15],對本征參數進行簡單的線性縮放已不滿足電路設計的精度需求.針對上述問題,文獻[16]提出了一種改進的縮放大信號模型,該模型能精確預測基波信息,但對高次諧波特性的預測精度則有所欠缺.2017 年,Xu[17]等基于Angelov 模型修正了本征參數的縮放規則,并驗證了該縮放模型對基波、高次諧波的高預測精度,但縮放比不足1∶7.隨著GaN功率放大器的發展,高功率、高效率GaN 功率放大器的設計往往需要增大GaN 管芯的總柵寬長度,同時對高次諧波進行調諧,以此來提升功率放大器的輸出功率和漏極效率[18].因此,為了提升GaN功率放大器的性能,GaN HEMTs 可縮放大信號模型不僅需要對基波、高次諧波信息進行高精度預測,同時還需要在大縮放比下依然保持模型良好的精度.

圖1 GaN HEMTs 大信號模型拓撲圖Fig.1.GaN HEMTs large signal model topology.

本文基于EEHEMT 等效電路模型,針對AlGaN/GaN HEMTs 提出了一種可縮放大信號模型,充分考慮管芯溝道異質結界面的二維電子氣(2DEG)與電流、本征電容的關系,提出關于管芯跨導峰值、柵極與2DEG 產生的電容的縮放規則,拓寬大信號縮放模型的適用范圍.采用縮放比為1∶18 的模型設計了一款L 頻段的高效率GaN 功率放大器,通過仿真數據和實測結果的對比,驗證了該模型在大縮比下的高精度優勢,證實本論文提出的可縮放大信號模型對大柵寬GaN 功率放大器的設計具有重要的指導意義.

2 可縮放大信號模型

對于建立精確AlGaN/GaN HEMTs 可縮放大信號模型而言,確定不同柵寬GaN 器件之間的縮放規則尤為重要.單指柵寬和柵指個數共同決定著器件的輸出功率量級,并且單指柵寬對器件的增益及效率影響極大.建立GaN HEMTs 可縮放大信號模型流程如圖2 所示.利用Open-Short 去嵌方法[19]去嵌外圍測試PAD 之后,剩余GaN 管芯有源區的電路拓撲圖,如圖1 所示.對管芯模型寄生參數的提取與縮放規則分別參考文獻[20]和文獻[21].

圖2 建立可縮放大信號模型流程圖Fig.2.Flow chart of establishing a scalable large signal model.

2.1 漏源電流Ids 模型

EEHEMT 漏源電流Ids模型[22]根據跨導曲線的分布主要分為4 個區域: 夾斷區、線性區、飽和區和壓縮區,如圖3 所示.該漏源電流模型能夠精確擬合GaN HEMTs 輸出特性曲線的亞閾值區和飽和區,能夠較好地表征器件在主要工作區域的非線性特性.

圖3 GaN HEMTs 跨導曲線示意圖Fig.3.Schematic diagram of GaN HEMTs transconductance curve.

i) 夾斷區

式中,Vt=(Vto—Vch)/[1+γ(Vdso—Vds)]+Vch,Vto表示管芯夾斷閾值柵壓,與管芯工藝有關;Vch表示管芯模型參數Gamma 不在影響I-V曲線時的柵極-源極電壓;Vdso為管芯正常使用的漏極電壓;其余參數均為擬合參數.

ii) 線性區

式中,Vg=(Vgo—Vch)/[1+γ(Vdso—Vds)]+Vch;Gmmax表示跨導gm—Vgs最大值,在管芯相同工藝的情況下,該參數與管芯飽和電流大小有關,即與管芯總柵寬有關;Vgo表示管芯跨導gm—Vgs達到最大值時的柵壓,與管芯工藝有關;Vdso表示的是管芯正常工作時的漏極電壓,這意味著EEHEMT 模型不能在全域范圍內準確,但是可以做到在確定靜態工作點下,對GaN HEMT 功率特性進行預測與表征,也就是說EEHEMT 可在一個確定的動態負載線覆蓋范圍內實現局部精確.

iii) 飽和區

式中Vc=Vco+μ(Vdso—Vds),Vco,μ均為擬合參數.

iv) 壓縮區

為使漏源電流Ids模型可縮放,本文針對不同尺寸GaN 管芯模型中的Gmmax和ΔGm參數提出縮放規則,具體為:

式中,帶有下標“ref”表示參考器件模型的參數,帶有下標“new”表示實際使用器件模型的參數;UGW和NGF 分別代表器件單指柵寬和柵指個數;Nw和Nf表示縮放因子.

2.2 本征電容Cgs 和Cgd 模型

在GaN HEMTs 建模過程中,本征電容不能直接被測量得到,需要通過多偏置小信號建模來提取本征電容參數.在大信號建模時,本征電容Cgs和Cgd表現出強非線性,故準確表征Cgs和Cgd是大信號建模的關鍵.柵源電容Cgs表征柵極對地電容、柵漏電容Cgd表征柵極到漏極的傳導電容.本征電容Cgs和Cgd模型[22]具體表達式為

式中,G(Vgs)=1+tanh[3(Vgs-Vinfl)/ΔGs];g(Vgs)=Vgs-Vinfl+ΔGsln{cosh[3(Vgs-Vinfl)/ΔGs]/3};C11o和C11th分別表示管芯模型輸入電容C11—Vgs的最大值與最小值;C12sat表示柵極到漏極的傳導電容最大值;λ 表示輸入電容C11—Vds的斜率;ΔGs表示輸入電容C11—Vgs由最小值變化到最大值的過渡柵極電壓;其余參數均為擬合參數.

為使不同尺寸GaN 管芯之間的柵源電容Cgs和柵漏電容Cgd具備縮放能力,本文對輸入電容、傳導電容模型中的C11o,C11th和C12sat三個參數提出了縮放規則,具體如(7)式:

3 測試系統及模型提取結果

本文采用Maury 公司的IVCAD 軟件進行GaN HEMTs 的I-V曲線和小信號S參數測量.該套測量系統包含的儀器設備有: 控制單元AM3203、柵電源AM3211、漏電源AM3221、偏置器Kesight 11612 V k23、矢量網絡分析儀Rohde &Schwarz ZNA43,具體連接方式如圖4 所示.其中矢量網絡分析儀用于S參數的測量,控制單元用于驅動AM3211 和AM3221 使其觸發測量所需的柵極電壓和漏極電壓,偏置器的作用是將矢量網絡分析儀發射的射頻信號和AM3211 和AM3221 觸發的柵、漏電壓疊加并分別輸入至待測器件的柵極、漏極.

圖4 I-V/S 參數在片測量系統實物圖Fig.4.Photograph of the devices used to measure I-V/S parameters on wafer.

圖5 為南京電子器件研究所采用同一工藝研制的GaN HEMTs,圖中4 只GaN HEMTs 單指柵寬和柵指個數分別為4×100 μm,4×200 μm,10×96 μm 和12×100 μm,柵源間距、柵漏間距等其他物理尺寸保持一致.利用(1)式—(4)式,分別對圖5 中不同尺寸GaN HEMTs 進行I-V曲線的擬合,最終Gmmax和ΔGm參數提取結果如圖6 所示,表明了本論文提出的關于Gmmax和ΔGm縮放規則與實際情況相符合.

圖5 不同尺寸AlGaN/GaN HEMTs 實物圖Fig.5.Photographs of the different sizes AlGaN/GaN HEMTs.

圖6 參數Gmmax 和ΔGm 縮放與實測對比Fig.6.Comparison between modeled and measured results of parameters Gmmax and ΔGm.

漏源電流Ids關于Vgs的N階導數記為N階跨導.圖7 為不同尺寸GaN 管芯在Vds=28 V 的非歸一化一階跨導gm,從圖7 可以看出,不同尺寸GaN 管芯的夾斷閾值柵壓Vto和gm達到最大值時的柵壓Vgo基本保持一致.由于4 只不同尺寸的GaN 管芯采用的工藝相同,因此管芯柵絕緣材料和厚度一致,管芯柵極對溝道的控制能力也相同,所以Vto和Vgo基本保持不變,也表明Vto和Vgo與管芯工藝有關、與管芯尺寸無關.

圖7 仿真和實測的非歸一化gm 對比Fig.7.Comparison between model simulated and measured results of non-normalized gm.

從圖7 可以看出,gm有保持為零-急劇上升-緩慢下降3 種狀態.在柵壓未達到管芯夾斷閾值Vto之前,gm基本保持為零是由于柵極加的負電足以將GaN 管芯溝道耗盡層中的2DEG 耗盡;當柵壓達到開啟電壓后,管芯2DEG 溝道中的電子迅速積累,2DEG 不受緩沖層和勢壘層材料電離雜質散射的影響,且2DEG 具有極高的遷移率,使器件的gm迅速到達峰值Gmmax;當器件柵壓繼續增大,溝道中的2DEG 遷移率達到飽和,電子開始溢出三角勢阱進入勢壘層和緩沖層,在勢壘層電離雜質散射的影響下,2DEG 中電子遷移率降低,gm進入壓縮階段.

在相同條件下,AlGaN/GaN 管芯溝道中2DEG的濃度決定了管芯漏源電流的大小,而2DEG 存在于異質結界面,所以管芯漏源電流大小由管芯異質結界面大小決定,即管芯尺寸越大,異質結界面越大,管芯漏源電流也越大.Gmmax既可以表示管芯gm的峰值,也可用來表征管芯漏源電流在柵壓Vto與Vgo之間上升的最大斜率.由于同一種工藝管芯的Vto和Vgo基本保持不變,而漏源電流大小與管芯尺寸有關.因此,同一種工藝GaN 管芯的Gmmax與管芯尺寸有關的理論正確,也證實了本文對不同尺寸GaN 管芯的Gmmax提出的縮放規則正確.同理,當管芯尺寸越大,勢壘層的面積越大,由于勢壘層單位面積電離出的雜質對2DEG 中電子的散射作用不變,故管芯尺寸越大,2DEG 溝道中電子受電離雜質散射影響隨之增加,gm壓縮區的下降斜率ΔGm值也會增大.

分別對圖5 中不同尺寸GaN 器件進行多偏置小信號建模,提取得到的柵源電容Cgs、柵漏電容Cgd與柵壓、漏壓呈現非線性關系.利用(6)式對其進行擬合,最終(6)式中C11o,C11th和C12sat的數值如圖8 所示.當管芯增加柵指個數,即將圖1中的多個等效電路模型在橫向并聯,其本征電容Cgs和Cgd也是并聯,故本征電容Cgs和Cgd與柵指個數成正比關系.本征電容Cgs表征柵極與源極溝道中2DEG 產生的電容,本征電容Cgd表征柵極與漏極道中2DEG 有產生的電容[23].當管芯增大單指柵寬,即將圖1 示意圖縱向拉長,增大源極、漏極溝道中2DEG 的面積,所以本征電容Cgs和Cgd與單指柵寬成正比例關系.考慮到文獻[23]所述,管芯關斷狀態耗盡層的邊緣寄生電容Cifs和Cifd與管芯開啟狀態柵極對耗盡層2DEG 的電容Cgc的存在,本論文沒有直接對電容Cgs和Cgd提出縮放規則,而是對輸入電容的最大值、最小值和傳導電容的最大值提出了縮放規則.圖8 模型參數提取結果也驗證了本文對本征電容提出的縮放規則與實際相符合.

圖8 輸入電容閾值、柵漏傳導電容縮放與實測對比Fig.8.Comparison between modeled and measured results of input capacitance threshold and gate-drain conduction capacitance.

4 可縮放大信號模型驗證

為驗證上述提出的漏源電流Ids、本征電容Cgs和Cgd縮放規則在超大柵寬GaN 器件中的精準度,本文以4×200 μm GaN HEMTs 大信號模型作為參考模型,縮放至36×400 μm GaN HEMTs使用,縮放比高達18 倍.由于實際使用的管芯尺寸過大,難以實現在片測試驗證,本論文采用混合集成設計方案設計了一款L 頻段高效率功率放大器,如圖9 所示.

圖9 功率放大器實物圖Fig.9.Photograph of the power amplifier.

該功率放大器采用單個GaN 管芯設計而成,工作頻率是(1230±110) MHz.為了使功率放大器具有高效率、高線性度等優點,將該功率放大器靜態工作點設置為Vgs=—2.2 V,Vds=28 V,即工作在AB 類.利用可縮放大信號模型在商業軟件ADS中對36×400 μm GaN HEMTs 進行負載牽引仿真,為了兼顧工作頻帶內的輸出功率及漏極效率,輸入、輸出阻抗分別選取了(1.06 — j3.92) Ω 和(7.1+j2.35) Ω.利用選取的阻抗分別設計功率放大器的輸入、輸出匹配網絡,并將輸入、輸出匹配網絡與36×400 μm GaN HEMTs 大信號模型結合在一起進行電路優化、仿真.如圖10 所示,最終輸入、輸出匹配網絡的回波損耗S11均小于—13 dB,插入損耗S21均大于—0.3 dB,滿足設計需求.

輸入功率固定為30 dBm,輸入信號頻率掃描范圍為1100—1400 MHz,對比仿真數據和實測結果,如圖11 所示,在1100—1400 MHz 頻帶內兩者高度一致.該功率放大器在工作頻帶1120—1340 MHz內輸出功率不小于47 dBm,效率不低于70%.

圖11 仿真和實測的頻率掃描結果對比Fig.11.Comparison between simulated and measured results in frequency sweep.

輸入信號頻率固定為1200 MHz,輸入功率掃描范圍為15—35 dBm,如圖12 所示,該功率放大器在小信號時的增益有21 dBm,在頻率1200 MHz的基波輸出功率、增益和漏極效率仿真數據和實測結果基本吻合.

圖13 對比了該放大器在頻率1200 MHz 的二次諧波和三次諧波的功率仿真數據和實測結果.因此,圖11—圖13 對比結果表明本文所提的可縮放GaN HEMTs 大信號模型在大縮放比下不僅可以精準預測基波信息,而且對諧波信息的預測也有較高精度.

圖13 仿真和實測的諧波功率對比Fig.13.Comparison between simulated and measured results of the power amplifier harmonic output power.

5 結論

本文為準確表征大柵寬GaN HEMTs 的射頻性能,基于Agilent 公司開發的經驗基EEHEMT等效電路模型,對其內部本征參數漏源電流Ids、輸入電容Cgs、Cgd提出相關的系數縮放規則.利用所提可縮放大信號模型設計了一款總柵寬14.4 mm的高效率GaN 功率放大器,從仿真數據和實測結果對比可知,本文針對AlGaN/GaN HEMTs 提出的可縮放大信號模型精度較高,可應用于指導大柵寬GaN 功率器件的設計與研制,在降低電路設計成本、縮短產品研發周期、提升產品性能方面具有重要意義.由于EEHEMT 模型缺乏對陷阱效應、自熱效應引起的動態行為表征能力,故本文所提的可縮放大信號模型在脈沖周期為1 ms,占空比為0.5%,靜態工作點在飽和區的情況下,適用性較好.為進一步拓寬所提模型在連續波情況下的適用性,后續將對熱阻熱容的縮放開展研究.