一種S 波段高效諧波調(diào)諧功率振蕩器設(shè)計

曹宇，劉長軍，鄭位春，黃凱

1. 四川大學(xué) 電子信息學(xué)院，四川 成都 610064

2. 中全通技術(shù)有限公司，四川 宜賓 644000

微波無線能量傳輸(microwave wireless power transfer，MWPT)系統(tǒng)中的微波源通常包含固態(tài)[1]、真空[2]2 種。功率振蕩器作為微波源的重要組件，其直流到射頻(direct current to radio frequency，dc-RF)轉(zhuǎn)換效率直接影響MWPT 系統(tǒng)的整體效率[3?4]。在以往的研究中，報道了許多高效功率振蕩器的非線性設(shè)計技術(shù)[5?7]。文獻(xiàn)[6]通過將晶體管工作在開關(guān)模式，實現(xiàn)了一款振蕩頻率為410 MHz的E 類功率振蕩器。然而，由于高頻開關(guān)損耗增加，開關(guān)模式振蕩器的效率隨著頻率的增加而下降。另一方面，設(shè)計諧波調(diào)諧負(fù)載網(wǎng)絡(luò)可使振蕩器在高頻下保持高效率[8?13]。文獻(xiàn)[8]通過將負(fù)載網(wǎng)絡(luò)設(shè)計為在諧波頻率下提供最佳阻抗，實現(xiàn)了一款振蕩頻率為981 MHz、轉(zhuǎn)換效率為73%的功率振蕩器。文獻(xiàn)[12]通過在反饋回路中使用機械移相器來實現(xiàn)輸出頻率可調(diào)，在890~950 MHz 頻段上，振蕩器輸出功率為44.63±0.2 dBm，轉(zhuǎn)換效率優(yōu)于62%。在這些方法中，高效率功率放大器的工作原理都被用于高效功率振蕩器的設(shè)計。

本文提出了一種新型高效諧波調(diào)諧功率振蕩器的設(shè)計方法。其中，反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)通過公式合成，可獨立設(shè)計，避免了多次迭代，簡化了設(shè)計流程。為提升相位噪聲特性，在反饋網(wǎng)絡(luò)中添加了階梯阻抗諧振器(step impedance resonant，SIR)。仿真與實驗測試結(jié)果均驗證了其高直流到射頻(direct current to radio frequency，dc-RF)轉(zhuǎn)化效率和低相位噪聲特性。

1 諧波調(diào)諧功率放大器的設(shè)計

功率放大器作為功率振蕩器的核心部分，采用諧波調(diào)諧技術(shù)來實現(xiàn)其高效率。諧波調(diào)諧類功放的漏極效率可表示為[14]

式中：Pout,f和Pout,nf分別為功放的基波輸出功率和高次諧波功率，Pdissipated為晶體管的功率耗散。其中Pdissipated和Pout,nf可表示為

式中：vDS(t)和iDS(t)分別為晶體管漏極電壓和電流，Vn和In分別為晶體管漏極各高次諧波電壓和諧波電流分量的幅度，?n為兩者相位差。

通過以上推導(dǎo)可知，晶體管器件耗散和高次諧波功率都與諧波阻抗密切相關(guān)。因此，可通過選擇合適的諧波阻抗來降低器件耗散和諧波功率以提升晶體管漏極效率。

功放設(shè)計過程如下：通過負(fù)載牽引仿真晶體管最佳負(fù)載阻抗與源阻抗，其中負(fù)載牽引原理如圖1 所示。使用Cree CGH40010F GaN HEMT 作為有源器件，設(shè)置靜態(tài)電流為171 mA，使其工作在AB 類。輸入功率為28 dBm，工作頻率f0=2.45 GHz，在仿真過程中多次迭代優(yōu)化得到基波阻抗為：ZLopt1=23+j20，Zsopt1=4.1?j3.4；二次諧波阻抗：ZLopt2=j5，Zsopt2=?j200；三次諧波阻抗：ZLopt3=?j640，Zsopt3=?j300。高階諧波控制對放大器效率提升有限，并增加匹配設(shè)計難度，因此，本設(shè)計將諧波控制到3 次。

圖1 負(fù)載牽引原理

在設(shè)計諧波控制電路時，將直流偏置電路作為其中一部分進(jìn)行設(shè)計，如圖2 所示。FL1、FL2以及TL4確保在C點實現(xiàn)對二次諧波短路，長度為1/12 波長的開路枝節(jié)線TL3確保在B點滿足3 次諧波短路；通過調(diào)節(jié)TL1與TL2將諧波阻抗控制到負(fù)載牽引所得到的最佳阻抗點；在后續(xù)的設(shè)計中，不再對功率放大器基波做阻抗匹配。

圖2 諧波控制網(wǎng)絡(luò)

通過諧波平衡仿真來獲得在最佳阻抗條件下功率放大器的輸出特性。理想情況下功率放大器在輸入功率Pavs為28 dBm 時，最大功率附加效率（power added efficienc，PAE）為84.57%，輸出功率Pout為41.03 dBm，對應(yīng)增益Gain 為13 dB，放大器輸出特性如圖3 所示。

圖3 功率放大器仿真結(jié)果

2 高效功率振蕩器的設(shè)計

2.1 反饋網(wǎng)絡(luò)的合成

功率振蕩器的設(shè)計過程如圖4 所示，圖4(a)給出了高效諧波調(diào)諧功率放大器的原理圖，功率放大器經(jīng)過優(yōu)化，使晶體管工作在高效率模式下。

圖4 諧波調(diào)諧振蕩器的設(shè)計過程

同時，晶體管可以在特定平面上保持與優(yōu)化后的功率放大器[6]相同的電壓和電流(Vin、Vout和Iin、Iout)，這些電壓和電流是通過圖4(a)中放大器輸入功率為28 dBm 時的諧波平衡仿真得到。然后利用仿真得到的數(shù)據(jù)合成反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)(圖4(b))，表1 給出了在節(jié)點A和B處的基波與諧波電壓電流。

表1 優(yōu)化的基波和諧波電壓電流

通過表1 中的數(shù)據(jù)合成嵌入網(wǎng)絡(luò)，嵌入網(wǎng)絡(luò)可使用π 型或者T 型網(wǎng)絡(luò)代替，在本文中使用π 型網(wǎng)絡(luò)，如圖4(b)所示，它由3 個無功元件(jB1、jB2、jB3)和1 個代表負(fù)載的電阻元件（G1）組成。對于該網(wǎng)絡(luò)，其中各元素值與終端電壓電流關(guān)系可由雙端口Y 參數(shù)矩陣給出：

因此，根據(jù)終端電壓和電流計算4 個元素的值如下:

計算得到的各元素值分為B1=?0.011 4，B2=0.008 3，B3=0.193 1，G1=0.058 9。對應(yīng)的電路元件值為L1=5.7 7 nH，C2=0.54 pF，C3=12.5 pF，R1=1/G1=16.7 Ω。

為了減少集總元件的使用，L1使用1/8 波長終端短路枝節(jié)代替。由于諧波控制網(wǎng)絡(luò)的存在，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)與反饋網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計不受諧波影響，可單獨設(shè)計。

表2給出了原理圖仿真中功率放大器與功率振蕩器輸出特性對比。從表2 中可看出，采用該方法設(shè)計振蕩器，反饋網(wǎng)絡(luò)的加入并沒有降低晶體管的轉(zhuǎn)換效率，只是輸出功率降低了0.2 dB；而使用傳統(tǒng)方法，需要從振蕩器經(jīng)過數(shù)級放大，最后推動功率放大器。該過程將帶來8%以上的效率損耗[8]。

2.2 選頻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計

為了提升振蕩器的相位噪聲特性與頻率穩(wěn)定度，需要在反饋回路中設(shè)計選頻網(wǎng)絡(luò)。由于所設(shè)計的振蕩器帶寬較窄，同時避免選頻網(wǎng)絡(luò)對所設(shè)計的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)與反饋網(wǎng)絡(luò)的影響，選頻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計采用階梯阻抗諧振器，該諧振器在基頻下的帶通特性與LC 串聯(lián)諧振器的帶通性能相同，同時也能抑制諧波，其結(jié)構(gòu)如圖5 所示。其中2 種微帶線阻抗Z01與Z02分別設(shè)置為50 Ω 和75 Ω，其高阻抗比可降低諧振器尺寸[15]，采用平行線耦合方式將諧振器耦合到電路。

該階梯阻抗諧振器仿真結(jié)果如圖6 所示，由于諧振器具有周期性頻率響應(yīng)，需要調(diào)節(jié)高阻抗線長度使高頻諧振頻率偏移諧波從而起到抑制諧波的作用。在環(huán)路中通過添加特征阻抗為50 Ω、電長度為0.5 的微帶線來補償階梯阻抗諧振器在環(huán)路中的非零相位延遲，以便振蕩器能在2.45 GHz振蕩。最后將合成的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)R1=16.7 Ω 匹配至50 Ω 以完成振蕩器設(shè)計。

圖6 諧振器S 參數(shù)仿真結(jié)果

2.3 振蕩器的完整電路

振蕩器完整原理圖如圖7 所示，其中諧波控制網(wǎng)絡(luò)能確保2 次諧波與3 次諧波均維持在高效率區(qū)[16]，在偏置電路中添加電阻器R0用來抑制寄生振蕩。圖8 給出了振蕩器設(shè)計過程中晶體管輸出阻抗與諧波阻抗在史密斯圓圖中的位置。在工作頻率2.45 GHz 時，晶體管漏極電壓電流瞬態(tài)波形如圖9 所示，由電壓與電流交疊情況可知，晶體管工作在高效模式。

圖7 振蕩器原理

圖8 晶體管漏極阻抗分布

圖9 漏極電壓、電流波形

3 振蕩器的實際測試分析

為了驗證所提出的設(shè)計方法，本文設(shè)計并制作了1 個工作在2.45 GHz 的功率振蕩器，介質(zhì)基板采用F4B，厚度為1 mm，介電常數(shù)為2.65。振蕩器實物如圖10 所示，電路板整體尺寸為100 mm×75 mm。在基板底部連接鋁板以散熱。

圖10 振蕩器實物

測量的輸出功率、轉(zhuǎn)化效率和振蕩頻率如圖11 所示。由于器件模型誤差使得仿真結(jié)果與實際測量結(jié)果存在一定的偏差，在測量過程中對電容C2和C3進(jìn)行了微調(diào)。

當(dāng)偏置電壓VDS=30 V、VGS=?3V 時獲得最大轉(zhuǎn)換效率，對應(yīng)的振蕩頻率為2.445 GHz，輸出功率為41.7 dBm，轉(zhuǎn)換效率為79.9%；當(dāng)VDS設(shè)置為22~32 V 時，振蕩器轉(zhuǎn)換效率超過72%，對應(yīng)輸出功率為38.37~42.15 dBm；當(dāng)設(shè)置偏置電壓VDS=28 V、VGS=?2.8 V 時，實測振蕩器振蕩頻率為2.443 GHz，輸出功率41.12 dBm，轉(zhuǎn)化效率為77.7%，與聯(lián)合仿真結(jié)果中輸出功率40.8 dBm、對應(yīng)轉(zhuǎn)換效率80.6%非常接近。

振蕩器輸出頻譜如圖12 所示，其中2 次諧波與3 次諧波分別低于基頻51 dB 和64.7 dB，表明所設(shè)計的振蕩器諧波抑制性能良好。測試結(jié)果表明，相位噪聲在偏移載波1 MHz 處低于?136 dBc/Hz。

圖12 振蕩器輸出頻譜圖

表3給出了本文的測量結(jié)果與部分文獻(xiàn)的高效率振蕩器性能對比。由表3 可知，本文所設(shè)計的振蕩器在輸出功率、轉(zhuǎn)化效率方面具有杰出的性能，在無線能量傳輸應(yīng)用方面具有廣闊的應(yīng)用前景。

表3 振蕩器性能對比

4 結(jié)論

本文設(shè)計了一款用于微波無線能量傳輸?shù)母咝Чβ收袷幤鳎瑢崪y與仿真結(jié)果吻合。主要結(jié)論如下：

1）與振蕩器的傳統(tǒng)設(shè)計方法相比，反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)通過公式合成，避免了通過調(diào)節(jié)耦合電容來設(shè)計振蕩器，提高了設(shè)計精度。

2）在輸出端通過諧波控制網(wǎng)絡(luò)抑制諧波以提升晶體管轉(zhuǎn)換效率，同時消除了在合成反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載時諧波的影響，使得合成的反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)可獨立設(shè)計。

3）在反饋回路中添加了階梯阻抗諧振器進(jìn)行環(huán)路選頻，相比較于無選頻網(wǎng)絡(luò)的振蕩器，相位噪聲得到較大的改善。