非堅持型載波監聽多路訪問機制對LoRa網絡擴展性的影響

萬義程，楊光祥，2*，張慶達，甘晨陽，易 林

（1.重慶工商大學 人工智能學院，重慶 400067；2.檢測控制集成系統重慶市工程實驗室（重慶工商大學），重慶 400067）

0 引言

物聯網（Internet of Things，IoT）作為互聯網的擴展和延伸，能夠提供信息的采集、處理和傳輸等一系列高效的服務，為智能化時代提供重要的支撐。關于物聯網的定義有很多，?olakovi? 等［1］將物聯網架構定義為由感知層、網絡層和應用層三部分組成的技術架構，其中網絡層通過無線通信技術將感知層信息實時、準確地傳送于應用層，是物聯網應用中數據交互的橋梁，因此無線通信技術的發展是當前物聯網面臨的挑戰之一。考慮到物聯網發展范式［1-6］，在更廣泛的應用中，數據的傳輸通常具有稀疏性，同時需要具備遠程傳輸的性能。此外，隨著大量設備部署到物聯網中，網絡覆蓋范圍、基礎設施成本、功耗和使用壽命在多種應用場景中也越發重要。低功耗廣域網（Low Power Wide Area Network，LPWAN）作為一種提供低功耗和遠程通信的無線解決方案，不僅支持設備高密度部署，而且能在免費的ISM（Industrial Scientific Medical）頻段上運行，極大地為用戶部署個人或公共網絡設施提供了便捷性，所以LPWAN 也被廣泛應用于物聯網中。

LoRa（Long Range Radio）聯盟提出了LoRaWAN（LoRa Wide Area Network）作為LPWAN 中占據主導地位的長距離通信技術標準［3，5］，而Semtech 公司則設計了一種專有的物理層調制方式——LoRa，通過犧牲數據速率從而換取通信覆蓋范圍［2］。從本質上講，LoRa 是基于線性調制擴頻（Chirp Spread Spectrum，CSS）技術［7］，根據載波頻率（Carrier Frequency，CF）、擴頻因子SF（Spreading Factor）、帶寬（BandWidth，BW）和編碼速率（Coding Rate，CR）對基帶信號進行調制。其中CR 用于向前糾錯技術，CR 越小（ICR=4/(4+n)，n∈{1，2，3，4}），短脈沖干擾導致的誤碼率越低，傳輸魯棒性越高。此外，為了提高數據傳輸的穩定性，LoRaWAN 標準還設計了自適應速率（Adaptive Data Rate，ADR）機制，通過鏈路預算與網關敏感度［8］確定終端節點最佳傳輸速率，使用較高的SF以較低的數據速率為代價來提高鏈路魯棒性。ADR 機制不僅可以增加LoRa 網絡容量［8］，而且能降低發射機功耗和擴展通信范圍［9］。此外，由于LoRaWAN 具有遠距離、低功耗、低成本的特點［10］，且支持雙向通信，能在各種應用中靈活部署，近年來受到了越來越多的關注。截至2022 年，LoRaWAN 已經在171 個國家部署，在農業、工業、智慧城市等領域都有廣泛的應用［11］。

盡管LoRaWAN 憑借LoRa 調制技術和ADR 機制具有一定的擴展性；然而，LoRaWAN 是基于ALOHA 的信道接入控制協議，不具備碰撞避免機制，終端設備可以在任意時刻發送信號。當多個終端使用同一信道傳輸信號時，信號之間會發生碰撞，造成信號重疊。而LoRa 接收機是通過匹配濾波的方式對信號進行解調，雖然LoRa 接收機的一個通道能夠同時監聽6 個SF不同的信號，但在同一時刻只能處理一個信號。當采用同一SF調制的多個LoRa 信號發生重疊時，解調過程可能會出現多個峰值，接收機將無法正確識別。因此在LoRaWAN 中，信號共信道傳輸時，基于ALOHA 的傳輸調度方式會引發嚴重的信道沖突，導致鏈路穩定性和服務質量顯著下降，極大降低了網絡的擴展性。文獻［12］中對LoRaWAN 的擴展性進行了分析，該研究表明了共信道干擾是限制LoRaWAN 擴展性的主要因素，網絡的擴展性會隨著終端設備數量的增加而呈指數級下降。

為了提高LoRa 網絡的擴展性，不少學者認為不同SF調制的信號之間具有正交性，利用SF正交性的特點，創建虛擬信道。如：文獻［9］中提出了一種SF分配機制的協議，通過將Class A 和Class B 終端設備RX2 窗口移動到數據傳輸窗口前，使終端節點可以通過RX2 窗口接收到由網關發送的配置幀，配置幀中包含節點當前傳輸所需的SF參數，能提高傳輸鏈路的穩定性，從而降低丟包率。而當終端節點連續使用相同SF進行數據傳輸時，同樣由配置幀改變終端節點的SF，保證同SF的LoRa 信號非共信道傳輸，從而減小同SF的信號發生碰撞的概率。文獻［13］中認為具有不同SF的多個終端可以同時在同一通道中運行，通過創建虛擬通道的方式避免同SF信號產生的干擾，以提高LoRa 網絡性能。同樣，Zhang等［14］認為不同SF之間的LoRa 信號相互獨立，將多個不同SF的LoRa 用戶接入同一信道中，能提高網絡吞吐量。

最近，Croce 等［15-16］指出，不同SF調制下的LoRa 信號是不完全正交的，他們通過SF不同的兩個LoRa 信號模擬碰撞過程，研究了SF間碰撞的影響，證實了不同SF之間的信號同樣會產生干擾。類似地，Mahmood 等［17］和Waret 等［18］通過相關實驗表明了SF間的干擾會極大降低LoRa 網絡性能，特別是對于較高的SF，由于數據幀在空中傳輸時間更長，導致較高SF的信號發生沖突的概率更大。文獻［9，13-14］中認為不同SF之間是獨立的子系統，從而創建虛擬信道具有很強的假設性，這會嚴重高估LoRaWAN 的性能。

因此，如何減少或避免LoRa 網絡中同SF干擾和SF間干擾，提高LoRa 網絡擴展性，是當前研究的關鍵性問題。為了減少LoRa 信號沖突的發生，文獻［19-21］中提出了用載波監聽多路訪問（Carrier Sense Multiple Access，CSMA）機制替代LoRaWAN 中ALOHA 的調度機制，通過先聽后發（Listen-Before-Transmit，LBT）的方式降低信號沖突的概率，從而提高LoRa 網絡擴展性。但以上研究都并未具體闡述如何在LoRa網絡中實現CSMA 機制以及終端節點如何選擇退避時間。上述研究大多都僅從仿真實驗中分析了CSMA 運用于LoRa網絡中的數據包交付率和總體能耗兩方面，且這些研究的實驗結果之間具有較大的差異，難以從中得到較準確的比較結果；而對于時延、信道利用率等方面，上述文獻沒有進行細致研究。

雖然本文同樣是想利用CSMA 實現LBT 機制，以減小共信道中信號沖突的概率，從而提高LoRa 網絡擴展性。但當前CSMA 的變體有很多，本文提出用爭用式的非堅持型CSMA（Non-Persistent CSMA，NP-CSMA）協議替代LoRaWAN中隨機調度協議ALOHA，通過協調LoRa 網絡中各個節點接入信道的時間，盡量避免沖突的發生。

本文的主要工作如下：

1）對LoRa 調制技術進行了介紹，考慮了LoRa 物理層編碼對接收機正確解調的影響，通過MatLab 對LoRa 調制技術性能和SF之間不完全正交性進行分析，并分別給出了誤碼率（Bit Error Ratio，BER）在10-4的條件下解調所需的信噪比（Signal-Noise Ratio，SNR）閾值和確保SF間信號不受干擾影響的信號干擾比（Signal-Interference Ratio，SIR）閾值。

2）對NP-CSMA 在LoRa 網絡中的調度機制進行了充分的闡述，并基于NP-CSMA 在LoRa 網絡中的調度過程分析了NP-CSMA 在LoRa 網絡中數據包交付率（Packet Delivery Rate，PDR）和信道利用率的理論性能。通過NS3 仿真平臺對NP-CSMA 在LoRa 網絡中的數據包交付率、信道利用率、時延以及能耗進行了仿真實驗，進一步分析了NP-CSMA 對LoRa 網絡擴展性的影響。實驗結果表明，NP-CSMA 能在LoRa 終端節點保持相對較低功耗運行條件下，不僅為LoRa網絡提供更高的數據包交付率和信道利用率，而且能增加網絡容納的節點數量，充分反映了NP-CSMA 可以有效提高LoRa 網絡可擴展性。

1 LoRa技術

1.1 LoRa調制技術

LoRa［2］作為LoRaWAN 的物理層，是來源于CSS 調制的一種調制技術。與傳統CSS 技術相比，LoRa 進一步改善了頻譜利用率［7］，因此具有更好的抗多徑多普勒效應和抗衰落能力。LoRa 調制將一個攜帶SF個比特的碼元分割為2SF個碼片（chip）進行擴頻傳輸，這使得LoRa 信號具有很強的抗干擾性。LoRa 為調制信號提供了三種帶寬B的設置和6 種不同的SF值，如式（1）所示：

LoRa 調制利用了啁啾（chirp）信號，通過循環移位的方式對基本chirp 信號進行線性調頻，從而得到調制信號，該調制信號在一個符號時間Ts（也稱為掃頻周期）內，它的頻率在［fmin，fmax］（上啁啾up-chirp）或［fmax，fmin］（下啁啾down-chirp）范圍內線性變化（B=fmax-fmin）。反映在時間上，LoRa信號的一個符號的持續時間Ts可以看成由2SF個長度為Tchip的時間片組成，通過循環移位整數倍Tchip時間來表示出2SF種信息，每個符號起始位置的初始頻率偏移承載所需傳輸的信息［7，15］。文獻［7，22］中對LoRa 調制進行了詳細說明，本文僅以up-chirp 信號和循環左移對LoRa 調制進行介紹。up-chirp信號可表示為：

其中，fc為載波頻率，根據eiθ=cosθ+i sinθ，有s(t)=cosφ(t)+j sinφ(t)，因此φ(t)為up-chirp 信號的相位。所以可知up-chirp 信號的瞬時頻率為：

而LoRa 調制在對基本up-chirp 信號進行線性調頻前，首先需要將傳輸信息調制到初始頻率上，然后再經過線性調頻將生成的LoRa 信號的頻率擴展到整個帶寬。假設LoRa 信號攜帶的SF個比特組成的信息用向量V=(v0，v1，…，vSF-1)表示，則循環移位值K可表示為式（4），循環左移后LoRa 信號的載波初始頻率用f0表示。

根據循環移位的性質，對基本up-chirp 信號的瞬時頻率函數循環左移后，LoRa 信號的瞬時頻率是一個由斜率相同的兩個線性函數組成的分段函數，在某一時刻頻率會發生跳變。假設跳變時刻為T0，在[0，T0]時間段內，LoRa 信號的頻率從f0線性調頻至fmax，然后在T0時刻頻率發生跳變，由fmax變為fmin；最后在[T0，Ts]時間內，從fmin線性調頻至f0。在LoRa中，傳輸一個LoRa 符號所需要的時間為Ts=2SF/B，所以調頻斜率B/Ts=B2/2SF，由于帶寬B=fmax-fmin，則有f0=K?B/2SF+fmin，那么頻率跳變時刻T0=(2SF-K)/B，因此LoRa調制信號的瞬時頻率可表示為式（5）。

圖1 為多個連續符號組成的LoRa 信號在B=125 kHz 和SF=8 時的頻率變化，可以看出，LoRa 信號的頻率在一個符號時間內表現為一個分段函數。

圖1 基于up-chirp，K=50，100，150，200，225的LoRa信號頻率變化Fig.1 Frequency variation of LoRa signal with K=50，100，150，200，225 based on up-chirp

將式（5）代入式（2），基于up-chirp 和循環左移的LoRa 調制信號波形可以表示為式（6）。圖2 是K=50 的LoRa 調制信號在SF=8 時的信號實部和虛部。

圖2 基于up-chirp的LoRa信號的實部和虛部（K=50，SF=8）Fig.2 Real and imaginary parts of LoRa signal based on up-chirp（K=50，SF=8）

1.2 LoRa解調技術

解調的本質就是濾波［22］，無線信號解調的首要處理過程是對信號進行采樣，使模擬信號轉換為數字信號，即A/D（Analog to Digital）變換。對于基于up-chirp 和循環左移的LoRa 信號解調過程，以單倍采樣為例，當LoRa 接收機接收到LoRa 信號并進行采樣時，假設LoRa 接收機單次采樣的時間表示為△t，在某一時刻采樣用t表示，由于采樣頻率與LoRa信號在調制過程中所使用的帶寬B相等，那么△t=1/B，t=n△t=n/B。式（6）中LoRa 信號sm（t）經過采樣后，序列長度N=Ts/△t=2SF，然后再將參數t=n△t=n/B和Ts=2SF/B代入式（6），從而得到sm（t）采樣后的數字信號，它的表達式如式（7）所示。在式（7）中，由于n為整數，所以e-j2πn可表示為式（8）。

LoRa 接收機對LoRa 信號完成采樣后，就需要對得到的LoRa 數字信號進行解調，將數字LoRa 信號g［n］與本地匹配的降線性調頻信號d［n］相乘以實現解線性調頻的目的。需要注意的是，匹配信號d［n］的調頻斜率與g［n］互為相反數，序列長度與g［n］相等，初始頻率為fmin，如式（9）所示。

對r[n]進行快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform，FFT）可得：

r[n]的頻譜R[n]是一個沖激函數，在k=K處存在峰值，在其他點處幅度為零。圖3 是K=50 時，圖2 中的LoRa 信號在單倍采樣的條件下，解線性調頻后的FFT 輸出。

圖3 基于up-chirp的LoRa調制信號解線性調頻后的FFT輸出（K=50）Fig.3 FFT output of LoRa signal based on up-chirp after demodulating linear frequency modulation（K=50）

1.3 LoRa調制性能

在一個完整的通信系統中，信源在被調制之前，通常還需要進行信道編碼以獲得編碼增益，從而提升系統的抗干擾能力。同樣，對于完整的LoRa 收發鏈，LoRa 發射機在發送信號之前，除了通過LoRa 調制帶來擴頻增益以保證傳輸鏈路具有較好的抗干擾性之外，物理層還需要對原始信息進行一系列信道編碼操作，包括白化、糾錯編碼、交織和格雷映射，都是專門為提高系統對干擾的魯棒性而設計的［16］。LoRa 采用漢明編碼［23-24］進行糾錯編碼，根據一定規則對原始信息比特序列插入若干個奇偶檢驗碼（取決于編碼速率）。而交織的目的是將連續傳輸的信息離散化，再利用糾錯編碼技術糾正傳輸信息中因信號失真導致原本比特相同的某個分組的比特序列發生改變或丟失的錯誤，從而提高接收機正確解碼概率。Tapparel 等［23-24］通過軟件定義的無線電（Software Defined Radio，SDR）和MatLab 分別實現了完整的LoRa 物理層收發通信系統。

通常誤碼率（BER）是表征一個調制技術性能的重要指標之一，為了更準確地評估LoRa 調制BER 性能與信噪比（SNR）之間的關系，本文基于文獻［24］中在MatLab 中實現的LoRa 調制解調器對LoRa 物理層通信進行了模擬實驗。在對原始信息進行漢明編碼時，采用4/8 的編碼速率，調制帶寬為125 kHz，信道模型使用加性高斯白噪聲信道（Additive White Gaussian Noise，AWGN），利用AWGN 信道模型和設定的SNR值對發送的LoRa 信號加噪，SNR 值以0.5 dB 的步長從-30 dB 增加至-5 dB。圖4 為LoRa 調制在AWGN 信道下的BER 與SNR 之間的關系，表1 則是當BER 為10-4時，不同SF對應的SNR 閾值，這一結果與文獻［2，7，12］中給出的結果大致相同。另一方面，從表1 給出的SNR 閾值來看，LoRa 信號功率即使遠低于底噪，也同樣能被接收機正確解調，這意味著，LoRa 調制技術具有較強的抗干擾能力，LoRa 發射機能以較低的功耗發送信號就足以滿足通信需求，當然這往往是通過犧牲傳輸速率來換取接收機在較低的信噪比條件下具有較好的正確解碼性能。

表1 BER為10-4時不同SF對應的SNR閾值Tab.1 SNR thresholds corresponding to different SF when BER is 10-4

圖4 不同SF下LoRa調制的BER與SNR的關系Fig.4 Relationship between BER and SNR for LoRa modulation at different SF

1.4 不完全正交性分析

擴頻因子不同的LoRa 信號之間具有準正交性特點［2，6］。Croce 等［15］根據信號之間的相關性，表明了SF不同的兩個LoRa 信號之間的互相關函數在任意時刻幾乎為0；然而這并不意味著使用不同SF調制的LoRa 信號之間完全相互隔離、正交，因為Croce 等［15］同樣指出，當兩種SF不同的傳輸發生信號碰撞造成信號重疊時，如果期望接收的信號與干擾信號的功率不具可比性，由于接收機是通過尋找峰值來判定接收信號的信息，而SF之間準正交性不能完全抑制干擾的影響，因此這會導致接收機無法從重疊的信號中正確分離出期望接收的信號的信息。以圖5 為例，假設SF=9 的參考信號是接收機期望接收的信號，SF=8 的干擾信號為干擾源，為了便于演示，本文使這兩個信號開始傳輸時間和結束時間相同。根據SIR 的計算如式（12）所示，使SF=9 的參考信號的幅度和SF=8 的干擾信號幅度滿足SIR=-20 dB，當接收機接收到由這兩個信號疊加構成的組合信號時，接收機將在FFT 的輸出處觀察到多個峰值，使得接收機在識別參考信號的過程中會出現歧義，無法從組合信號中得到有用信息，如圖6 所示。

圖5 基于up-chirp，由K=150的參考信號和K=50，100的干擾信號重疊組成的LoRa信號Fig.5 Based on up-chirp，LoRa signal composed of a reference signal with K=150 and interference signals with K=50，100

圖6 SIR=-20 dB的條件下，K=150的參考信號和K=50，100的干擾信號重疊組成的LoRa信號解線性調頻后的FFT輸出Fig.6 At SIR=-20 dB，FFT output of LoRa signal composed of a reference signal with K=150 and interfering signals with K=50，100

其中：Pref、Aref為參考信號的功率與它的幅度；Pint、Aint為干擾信號的功率與它的幅度。

本節的目的是量化出確保不同SF的LoRa 信號之間互相隔離從而抑制同信道SF間干擾的SIR 閾值。與1.3 節類似，同樣需要考慮物理層編碼對接收器正確解調的影響。因此，基于文獻［24］中在MatLab 中實現的LoRa 調制解調器，本文在沒有噪聲的信道模型下，對LoRa 接收機接收由兩種SF調制的重疊信號進行了模擬。在仿真的過程中，假設發射機與接收機完全同步，參考信號的幅度Aref設置為1，SIR 以0.5 dB 的步長從-30 dB 增加至5 dB，根據SIR 設定的值，則干擾信號的幅度為此外，在實際的信號傳輸過程中，干擾信號與參考信號的開始時間往往不同步，因此實驗過程中需要對干擾信號的傳輸進行一定的隨機時間偏移，以消除干擾信號與參考信號的時間同步。對于任何一種兩個SF 的組合模擬，本文都考慮干擾信號與一個參考信號完全重疊，目的是保證重疊信號中實際SIR 符合給定的數值，減少仿真實驗的復雜性，但這并不影響實驗結果。

本節通過比較解調后的比特序列和調制比特序列來獲得BER，從而確定隔離SF間干擾所需的SIR 閾值。圖7 為SF=9 的參考信號在不同SFint的干擾信號組合情況下，接收機的BER 與SIR 之間的關系，表2 則總結了當BER 為10-3，LoRa 接收機解調多種SF組合信號中參考信號所應滿足的SIR 閾值，這一結果與文獻［16］中給出的結果大致相同。

表2 BER為10-3的條件下，多種SF組合信號中參考信號解調所需的SIR閾值Tab.2 SIR thresholds required for demodulation of reference signals in combined signals of multiple SF when BER is 10-3

圖7 不同SFint的干擾信號的組合下，SF=9的參考信號的BER與SIR之間的關系Fig.7 Relationship between BER and SIR of reference signal with SF=9 under combinations of interference signals with different SFint

從表2 來看，由于保證SF之間的傳輸不受干擾的影響所需的SIR 閾值很小，在某種程度上，可以認為SF之間具有正交性，也使多個重疊信號的并行傳輸具有可能性。但是LoRa 接收機的接收通道數量有限，重疊的信號在傳輸過程中往往會發生捕獲效應，網關僅能接收功率較強的信號，而功率較低的信號將會被丟失；另一方面，受信道衰落的影響，當干擾信號比參考信號更接近網關時，可能導致干擾信號的功率顯著高于參考信號，接收機無論是干擾信號還是參考信號都將無法正確解調。此外，在節點密度較大的LoRa 網絡中，通常是多個終端節點的傳輸發生信號沖突，這同樣會使干擾信號的功率顯著高于參考信號，文獻［15，17］中就對這些情況進行了詳細的闡述。

2 基于LoRa網絡的NP-CSMA

LoRaWAN 的局限性主要體現在兩方面：一是基于ALOHA 的傳輸調度方式；二是SF不完全正交性。當LoRa 信號共信道傳輸時，基于ALOHA 的調度方式和SF不完全正交性會引發嚴重的信號抑制問題，而根據造成抑制的干擾信號所使用的SF的不同，干擾可以分為同SF干擾和SF間干擾。對于無線網絡來說，在不考慮由環境因素導致的鏈路不穩定的情況下，數據的沖突是影響網絡性能的主要因素。

目前，CSMA 種類有很多，無線局域網中由IEEE 802.11標準規定的CSMA/CA 協議是當前具有代表性的方法之一［21］。但考慮到CSMA/CA 是一種堅持CSMA（One-Persistent CSMA，1P-CSMA）協議的變體，在CSMA/CA 網絡中，由于它的退避機制是采用退避計時器凍結的方式［21，25］，這需要終端節點不間斷地監聽信道，所以相較于CSMA/CA，NP-CSMA 更適用于低功耗無線廣域網。為了提高LoRa 網絡擴展性，本文提出用爭用型介質訪問控制協議NP-CSMA 替代LoRaWAN 中隨機型的調度方式ALOHA，通過先聽后發的機制降低信號碰撞的概率，減少LoRa 網絡中的共信道抑制。

典型的LoRa 網絡結構為星型拓撲結構［26］，LoRa 終端設備通過單跳指定的ISM 頻段與網關進行無線連接。而在LoRa 使用的免費ISM 頻段中，運行在不同頻帶的傳輸信道之間互不干擾［26］，那么通過為每個擴頻因子分配唯一的信道，使多個不同SF的信號傳輸分別容納在單獨的信道中，以并行傳輸的方式可以有效避免SF的不完全正交性對信號產生的抑制，而國內最佳部署LoRa 網絡的頻段470 MHz 正好為LoRa 信號傳輸提供了8 條對齊的信道［27］。因此，在將NPCSMA 應用于LoRa 網絡的過程中，僅需關注如何調度同SF的終端節點之間的傳輸，以降低同SF信號沖突的概率。本文將針對單個網關和單個SF介紹NP-CSMA 在LoRa 網絡中的調度機制，為了能滿足并行傳輸的需求，網關應配備SX1301 模塊，因為SX1301 可以同時監聽8 個上行通道。

2.1 信道活動檢測

在無線局域網中，終端節點在發送數據之前通過檢測信道中的信號強度（Received Signal Strength Indicator，RSSI）是否超過一定的閾值實現對信道狀態的監聽［25］，這一信道監聽過程也幾乎是瞬時完成。然而受路徑損耗、陰影效應等影響，無線信號在傳輸過程中會發生損耗，導致傳輸于信道中的無線信號的RSSI 值變化范圍很大，這會使終端節點在偵聽信道狀態的過程中發生誤判。尤其是對于覆蓋范圍在幾百米甚至幾千米的LoRa 網絡來說，由于發送端通常以較低的功耗發送，LoRa 信號的RSSI 值往往會低于底噪，因此LoRa 終端通過檢測信道中的RSSI 值的方式顯然不適用。但LoRa 芯片提供了信道活動檢測（Channel Activity Detection，CAD）模式［28］，終端節點可以通過請求切換到CAD 模式，然后從信道獲取LoRa 信號的前導碼符號，從而實現對信道狀態的感知，如圖8 所示。相較于直接通過RSSI 值判定信道狀態方式，LoRa 終端利用CAD 模式可以更準確地判定信道中是否存在傳輸信號［21］。這一過程需要LoRa 終端維持CAD模式在幾個LoRa 符號時間，而根據SF的不同，CAD 模式的持續時間TCAD在1.75Ts，SF=7和2.25Ts，SF=12之間。

圖8 LoRa終端信道活動檢測過程Fig.8 LoRa terminal channel activity detection process

2.2 調度策略

本文利用NP-CSMA 替代LoRaWAN 中的ALOHA，通過CSMA 的沖突避免機制緩解共信道同SF干擾問題，從而提高LoRa 網絡擴展性。將NP-CSMA 應用于LoRa 網絡的關鍵就是如何協調LoRa 網絡中各個節點接入信道的時間，盡量避免沖突的發生。在802.11 標準規范中，所有類型的CSMA 協議都是通過分布協調功能（Distributed Coordination Function，DCF）機制讓節點以爭用的方式獲取信道使用權，從而協調節點共享信道，這種機制通常適用于單跳分布式組網中，與LoRa 單跳星型的LoRa 網絡結構相似。因此，將NP-CSMA 應用于LoRa 網絡中具有可行性。但802.11 標準對DCF 規范的請求發送幀和清除發送幀（Request-To-Send/Clear-To-Send，RTS/CTS）機制不適用于LoRa 網絡中。由于這種機制是將網絡分配向量（Network Allocation Vector，NAV）包含于RTS/CTS 幀中，通過RTS-CTS 握手對信道進行預約，以實現虛擬載波監聽機制，從而進一步緩解信號沖突問題，然而在LoRa 使用的頻段中，終端節點的發送通常受到了無線電占空比的限制，RTS/CTS 機制會使LoRa 網絡具有很大的時延。因此，本文只對基礎的DCF 機制進行闡述。

在基于基礎DCF 機制的CSMA 網絡中，終端節點必須在持續檢測信道空閑一段時間后才能發送數據，這段時間稱為幀間隔（Inter Frame Space，IFS）。802.11 標準根據IFS 長短為數據幀定義了多種優先級，優先級越高，IFS 越短［26］。由于LoRa 終端在偵聽信道過程中，往往需要維持CAD 模式一段時間，因此，可以利用CAD 持續時間為LoRa 網絡設計不同的信道使用優先級。本文假設LoRa 網絡中的所有節點發送的數據優先級相同，在滿足最小的TCAD情況下，如果信道空閑，終端節點即可發送數據。圖9 是NP-CSMA 在LoRa 網絡中調度方式，LoRa 網絡采用的退避機制與NP-CSMA 類似，LoRa 退避過程已經在圖8 進行了介紹。當終端節點檢測到信道繁忙時，終端節點進入睡眠狀態以節省能耗，并隨機等待一段時間后再重新切換到CAD 模式以偵聽當前信道中是否存在傳輸信號。隨機等待時間如式（13）所示，其中Tdata表示數據包傳輸時間（也稱空中傳輸時間），如式（14）所示。本文規定最大重傳次數n為4，當n大于4 時即認為發送失敗。此外，在式（13）中，本文增大了退避時間的空間，以減少終端節點選擇相同退避時間的情況，進一步降低信號沖突的概率。由于受到無線電占空比的限制，LoRa 終端的傳輸通常具有一定的周期性。

圖9 NP-CSMA在LoRa網絡中的調度方式Fig.9 Scheduling method of NP-CSMA in LoRa networks

其中：npreamble為前導碼符號數；PL為PHY 層有效荷載的字節大小。PHY 層報頭如果存在，H=1；否則，H=0。CRC表示PHY層有效荷載的循環冗余檢驗位是否存在，存在為1；否則為0。DE表示低速率優化是否啟用，啟用為1；禁用為0。ceil 表示向上取整函數。CR代表編碼速率。

3 理論分析

在研究ALOHA、CSMA 等協議性能時，通常假定數據的傳輸服從泊松分布［29-30］，如式（15）所示。λ表示在一個數據包的傳輸時間Tdata內所有終端節點發送數據包數量的平均值，而λ 又等價于當前網絡容納的終端節點數量G。

在αTdata時間內k個終端節點進行數據傳輸的概率為：

當信道空閑時，終端節點發送的數據包能成功接收，因此終端節點發送數據包的成功概率即信道空閑概率：

G用式（18）表示，意為網絡通信負載率：

其中：ti為節點i的發送時間；Ti_period為節點i的發送周期。

由于LoRaWAN 是基于ALOHA 的傳輸協議，因此，在不考慮捕獲效應的情況下，它的脆弱期是空中傳輸時間的2倍，αLoRaWAN=αALOHA=2，那么LoRaWAN 的理論數據包交付率（PDR）性能等于e-2G。此外，在LoRaWAN 構建的LoRa 網絡中，一個LoRa 數據幀被成功傳輸需要滿足兩個條件：

1）在當前數據幀傳輸開始時，前面正在傳輸數據幀的LoRa 終端節點數量為0，以避免當前的傳輸與之前的傳輸發生重疊。這意味著，在前一個傳輸時間Tdata內，信道需要保證空閑狀態，因此，這一條件發生概率可表示為：

2）在當前長度為Tdata的傳輸窗口內，沒有終端節點嘗試傳輸LoRa 數據幀。假設LoRa 終端節點嘗試傳輸數據的時間t是獨立同分布，并用fT(t)表示為LoRa 終端節點傳輸時間的概率密度函數。那么，滿足第二個條件的概率可表示為：

因此，根據式（19）、（20），在LoRaWAN 中數據幀被成功傳輸的概率可表示為式（21）：

對于NP-CSMA 在LoRa 網絡中的理論PDR 值，由于終端節點在切換到CAD 模式后需要維持至少一個TCAD時間，只有當監聽到信道為空閑狀態時才能進行數據傳輸。與LoRaWAN 不同，在NP-CSMA 中LoRa 終端節點僅需考慮當前傳輸時隙（包括TCAD）的空閑狀態。通常，在CSMA 性能分析的相關研究中，大多數都是假設兩個連續傳輸的時間間隔即為傳播時延，例如文獻［29-32］。然而，LoRaWAN 中的傳播時延比數據傳輸的時間長度Tdata小得多，所以在分析這種網絡時通常會忽略傳播時延。因此，本文假設兩個LoRa 數據幀的嘗試傳輸時間間隔大于等于TCAD，并且發送LoRa 數據幀的終端節點可以互相監聽到對方，那么這兩個傳輸就不會在一個給定的時隙中發生碰撞。這意味著在NP-CSMA 構建的LoRa 網絡中，當滿足上述條件時，終端節點的數據傳輸才能被成功接收。考慮到這一點，本文將上述條件分割為四個獨立的子條件，當一個傳輸時隙同時滿足以下四個獨立條件時，一個LoRa 數據幀才能通過NP-CSMA 協議成功傳輸。

1）在當前傳輸時隙的最初TCAD期間，沒有任何節點進行傳輸，即在TCAD時間內，信道為空閑狀態。因此，假設TCAD內的傳輸數據包數量的平均值為GCAD，G表示為Tdata內所有終端節點發送數據包數量的平均值，GCAD可以表示為式（22），條件1 的概率可表示為式（23）：

2）考慮到隱蔽站點問題，當前傳輸時隙的最初TCAD期間，除了要保證信道空閑，同時也要保證隱蔽站點沒有進行任何數據的傳輸。假設隱蔽終端節點數量與總節點數量比率為ρ，此外，為了簡單起見，并假設所有的終端節點觀察到的比率ρ都相同，那么這個條件滿足的概率為：

3）依據圖9 中NP-CSMA 在LoRa 網絡中的調度過程，當終端節點通過CAD 模式維持一個TCAD并完成信道監聽后，終端節點在發送數據幀開始時，需要確保當前隱蔽節點嘗試傳輸數據的數量為零，以避免隱蔽節點的傳輸造成信號沖突。所以這個條件滿足的概率是：

4）由于終端節點只有監聽到信道空閑后，才會進行數據的傳輸，因此假設pfree是LoRa 終端在CAD 檢測后發現信道空閑的概率。而這個概率又可表示為pfree=1 -pbusy，其中pbusy是檢測到一個正在進行傳輸的概率，即一個非隱蔽終端正在傳輸幀的概率。這個概率可以近似為pbusy≈ntxptx，ptx是在一次CAD 檢測后至少進行一次傳輸的概率，ntx是一個幀傳輸的長度Tdata可以被TCAD整除的數值。假設一旦終端節點在一個TCAD時間段中傳輸了一個幀，在接下來的時間段中（Tdata可以看成由ntx個TCAD組成）任何其他傳輸將被取消。如果信道空閑（概率同樣為pfree），并且在一個TCAD時間段至少有一次來自非隱蔽終端的傳輸，那么ptx=pfree?而由于ntx=Tdata/TCAD，pfree可以表示為式（26）：

假設psucc_NP-CSMA為NP-CSMA 在LoRa 網絡中成功傳輸的概率，psucc_NP-CSMA=p1p2p3pfree，根據式（21）中LoRaWAN 成功傳輸概率的計算公式，LoRa 終端通過NP-CSMA 協議的成功傳輸概率可表示為式（28）。

對于LoRaWAN 和NP-CSMA 的理論信道利用率性能，本文分別給出了LoRaWAN 和NP-CSMA 的理論PDR 性能。依據S=Psucc?G，LoRaWAN 和NP-CSMA 的信道利用率理論值可分別表示為式（29）和式（30）：

4 仿真實驗與結果分析

為了分析NP-CAMA 對LoRa 網絡擴展性的影響，本文利用NS3 仿真平臺，將LoRaWAN 與NP-CSMA 構建的LoRa 網絡進行了模擬，并針對不同的網絡通信負載情況，對PDR、信道利用率、時延以及能耗進行比較，這些網絡性能指標通常是針對單個信道或單個SF下的比較。本文中NP-CMSA 并沒有采用確認機制，也就是說終端節點發送非確認型信息；而LoRaWAN 在實際應用中，上行數據流通常為確認型消息類型，通過重傳的方式提高網絡的服務質量，所以本文也增加了與確認型LoRaWAN 的比較。

4.1 實驗設置

本文的仿真場景由一個配備SX1301 模塊、天線高度為15 m 的網關和若干個配備SX1272 模塊、天線高度為1 m 的終端節點組成，終端節點的位置隨機散落在由網關為中心組成的圓形區域內。在該場景中，本文采用基于真實城市環境中測量得到的Okumura-Hata 模型模擬信號傳輸過程的損耗［9］，傳播損耗公式如式（31）所示，其中：f為LoRa 設備使用的頻段，單位為MHz；Hgateway為LoRa 網關的天線高度，單位為m；dl為網關與LoRa 終端節點之間的距離，單位為km；HED為LoRa 終端節點的天線高度，單位為m。對于仿真場景中的圓形區域半徑，為了避免終端節點位置的隨機性導致實驗結果差異較大，本文在測試單個SF下的數據包交付率、信道利用率、時延和能耗都是基于理想條件下，也就是對單個終端節點而言，在不存在干擾的情況下，節點發送的任何數據包接收機都能正確接收。信號強度計算公式如式（32）所示，其中：Ptx為信號發送功率，Gtx為發送器天線增益，Grc為接收器天線增益，PL為傳播損耗，NF為接收器噪聲系數（也稱饋線損耗），M為鏈路裕度；Prc與Ptx的單位為dBm，Gtx、Grc、PL、NF與M的單位是dB。

假設式（32）中Ptx=14，Gtx+Grc-NF-M=-4，依據文獻［2］中給出的SX1301 接收靈敏度閾值，可以計算出SF=7在470 MHz 頻段下的覆蓋范圍大約為2 640 m，因此本文設定節點隨機散落的圓形區域半徑為2 km，以保證節點處于理想條件，圖10 是400 個終端節點在該圓形區域的分布情況。在仿真模擬中，不存在數據包本身丟失信息導致誤碼的情況。另外，對LoRaWAN 和NP-CSMA 的差異比較需要合理控制仿真變量，表3 為基本參數設置，每個模擬運行時間為2 h，終端設備的終端地址按順序方式分配，終端設備的傳輸時間均勻分布在0 到1.2 倍的發送周期之間，為了盡量避免模擬結果具有隨機性，模擬使用不同的隨機流運行10 次，對模擬結果取平均值。

表3 基本仿真參數Tab.3 Basic simulation parameters

圖10 400個終端節點在半徑為2 km圓形區域的分布情況Fig.10 Distribution of 400 terminal nodes in circular area with radius of 2 km

由于協議類型的不同，仿真參數具有一定差別。表4 列出了LoRaWAN 和NP-CSMA 在測試數據包交付率、信道利用率、時延和能耗的仿真實驗參數。假設在NP-CSMA 構建的LoRa 網絡中，終端節點偵聽信道時所需的功耗與接收信號所消耗的功率相同，因此終端節點維持CAD 模式所消耗的能耗如式（33）所示。此外，為了保證LoRaWAN 和NP-CSMA網絡中的終端設備的數據發送周期都恰好滿足1%的占空比，本文將數據周期設置為100Tdata，那么SF不同、物理（Physical，PHY）層負載大小不同會使數據的發送周期長度發生變化。實際上采用上述方式決定數據發送周期有利于LoRaWAN、NP-CSMA，因為在網絡容納節點數量相同的情況下，對單個上行鏈路而言，固定的數據發送周期會使高SF比低SF表現出更大的信號沖突概率，導致更高SF下的網絡具有相對較低的性能。

表4 LoRaWAN和NP-CSMA仿真實驗參數Tab.4 LoRaWAN and NP-CSMA simulation experimental parameters

4.2 實驗結果

4.2.1 數據包交付率（PDR）

仿真實驗過程中，數據包的傳輸不存在接收機誤碼。那么在理想的網絡環境條件下，信號的沖突是影響網絡PDR的唯一因素。依據式（18）中G的計算公式，當空中傳輸時間與發送周期比值不變時，在相同節點數量情況下，無論是非確認型LoRaWAN 還是非確認型NP-CSMA，它們在不同長度的空中傳輸時間下具有相同的PDR。

為了驗證這點，本文分別針對SF=7 和SF=10，在MAC 層有效載荷MACPayload=50 B 的情況下進行分析，從圖11 可以看出非確認型LoRaWAN 與NP-CSMA 在SF=7 和10 表現出的PDR 曲線幾乎重合，同時非確認型LoRaWAN 也與理論的ALOHA 幾乎具有相同的PDR。NP-CSMA 的PDR 性能與理論PDR 性能存在一些差異，這是因為通常分析CSMA 理論性能總是以最大通信負載率進行衡量［29-30］，而在仿真實驗中，在1 個發送周期內，嘗試傳輸的終端節點數往往因退避的原因會小于理論的通信負載，因此數據發生沖突的概率會小于理論情況。但隨著終端節點數量的增加，仿真中NP-CSMA的PDR 性能會逐漸接近理論PDR 值。此外，在實際應用中，由于捕獲效應的存在，非確認型LoRaWAN 的PDR 會略高于圖11 中的結果［33］。但隨著終端節點數量的增加，最終它的PDR 仍然幾乎為0。

圖11 隨著終端節點數量的增加，在單信道和MACPayload=50 B的情況下，LoRaWAN、NP-CSMA在SF=7，10下的PDRFig.11 With increase of node number，PDR of LoRaWAN，NP-CSMA with SF=7，10 under conditions of single channel and MACPayload=50 B

而與非確認型LoRaWAN 不同，確認型LoRaWAN 無論SF=7 還是10，當網絡負載較低時，它的PDR 都比非確認型LoRaWAN 高3～10 個百分點。確認型LoRaWAN 在負載較低時，SF=10 下的PDR 比SF=7 高3～6 個百分點；在負載較高時，SF=10 下的PDR 相較于SF=7 會急速退化為非確認型LoRaWAN。這是因為SF越大，空中傳輸時間越長，重傳時沖突概率越大，平均重傳次數增加，且SF=7 時的發包數量大于SF=10，因此高負載下確認型LoRaWAN 在SF=7 時要優于SF=10 的PDR。但無論是確認型LoRaWAN 還是非確認型LoRaWAN，隨著網絡容納節點數的增加，NP-CSMA 顯然能提供更好的PDR，尤其當網絡容納100 個節點時，或者說網絡通信負載率為1 時，NP-CSMA 的仿真PDR 性能比LoRaWAN高58.09%。

4.2.2 信道利用率

從時間層面上，信道利用率是反映終端節點在一個發送周期的時間內，成功發送數據所需要的時間占整個發送周期的比率。假定終端節點的發送周期通過式（34）度量，其中T為終端節點運行時間，ni_sent表示終端節點i在時間T內發送的數據包數量，式（34）中終端節點運行時間T應滿足足夠大的情況，從而減小計算出的結果與實際發送周期的誤差，而依據信道利用率計算公式S=Psucc?G，因此信道利用率又可表示為式（35）。

其中：Psucc即PDR，是網關成功接收的數據包數量與所有終端節點發送數據包數量的比值，當式（35）中每個終端節點具有相同的發送時間ti，那么該等式可以等價于式（36）。ni_received表示終端節點i被成功接收的數據包數量。實際上，根據信道利用率的概念，式（36）同樣適用于終端節點發送數據包時間不等的情況。

由于終端節點在一段時間內的發包頻率與發送周期成正比，從式（36）可以看出，數據包發送時長和發送周期會影響信道利用率。在本文的仿真實驗中，同一SF的一組節點具有相同的空中傳輸時間和發送周期，假設在單信道下所有終端節點在時間Tsimulation內發送包總數和被成功接收包總數分別記為Nsent和Nreceived，那么LoRaWAN 和NP-CSMA 的信道利用率可以通過式（37）進行計算。

在4.2.1 節中，本文驗證了當空中傳輸時間與發送周期比值相同時，非確認型LoRaWAN 和NP-CSMA 在SF為7 和10時幾乎具有相同的PDR，這意味著相同的情況下，非確認型LoRaWAN 和NP-CSMA 的信道利用率在SF為7 和10 時幾乎相同，圖12 呈現了這一結果。

圖12 隨著終端節點數量的增加，在單信道和MACPayload=50 B的情況下，LoRaWAN、NP-CSMA在SF=7，10下的信道利用率Fig.12 With increase of node number，channel utilization of LoRaWAN，NP-CSMA with SF=7，10 under conditions of single channel and MACPayload=50 B

主要原因是在實驗過程中，信號在這兩種不同SF下發生的碰撞概率略微不同，NP-CSMA 在終端節點數量相同時，SF=7 和10 會表現出相同的信道利用率。此外，從圖12 來看，NP-CSMA 仿真中的信道利用率性能會相對低于理論值，因為仿真實驗中NP-CSMA 的終端節點因退避的原因使得在一發送周期內傳輸數據包的次數會小于理論值。而對于確認型LoRaWAN 來說，SF越大，重傳時沖突概率越大，重傳次數增加，因此SF=7 下的信道利用率總是大于SF=10 下的信道利用率，但隨著網絡節點密度的增加，丟包率的升高，信道利用率將會逐漸趨近于0。從圖12 可以看出，NP-CSMA 與LoRaWAN 相比，相同節點數量的情況下，NP-CSMA 在SF=7和SF=10 的信道利用率明顯高于非確認型LoRaWAN 和確認型LoRaWAN，尤其是與LoRaWAN 的飽和信道利用率18.8%相比，NP-CSMA 的飽和信道利用率將近達到59.2%，提高了214.9%。這與圖中給出的理論值相差不大。而且在信道利用率同等處于飽和狀態下，NP-CSMA 容納的終端節點數量也大于LoRaWAN，容納的節點數增加了60.0%。

4.2.3 時延

網絡時延包含4 個部分：傳播時延、處理時延、發送時延和等待時延。在LoRa 網絡中，通常數據的傳播和處理具有極小的延遲，因此本文在研究LoRaWAN 和NP-CSMA 的時延過程中，傳播時延和處理時延可忽略不計。對于非確認型LoRaWAN，網絡時延主要有數據傳輸過程引起的發送時延和占空比限制引起的等待時延。由于占空比的存在，連續兩次的數據傳輸的時間節點會存在兩種情況：占空比限制前和占空比限制后。假定終端節點生成消息的時間符合均勻分布，對于傳輸時間發生在占空比限制前的數據包來說，它的平均延遲即為占空比限制的中值，而本文中終端節點生成消息時間發生在1.2 倍的發送周期內，也就是說非確認型LoRaWAN 由占空比限制引起的總體平均延遲為100Tdata/2.4。但由于實際中終端節點生成消息具有較強的隨機性，為了降低協議間比較的復雜性，在測試確認型LoRaWAN 和NP-CSMA 的時延的過程中暫不考慮由占空比導致的延遲。

圖13 是基于兩種數據包負載長度，對確認型LoRaWAN和NP-CSMA 在SF=7 和SF=10 下的時延進行仿真的實驗結果。在圖13 中，由于確認型LoRaWAN 的終端節點的每次傳輸都具有獨立性，對于每個數據包來說，無論是否發生重傳，它被成功接收的概率都可表示為e-2G，當然數據包重傳發生的概率取決于前一次傳輸過程中是否被正確接收的概率。當數據包發生重傳后，網絡通信負載G可能增大也可能減少，這導致被成功接收的數據包中發生重傳的占比具有隨機性。而確認型LoRaWAN 在不考慮占空比導致的延遲情況下，它的網絡時延主要為重傳導致的延遲，在SF=7 和SF=10的平均時延曲線是一種隨機狀態。對于MACPayload=30 B和MACPayload=50 B 的數據包發生8 次重傳時，它們的延遲將分別達到360 s 和490 s。與確認型LoRaWAN 不同，在NPCSMA 中，當終端節點檢測到信道繁忙時，會隨機退避一段時間，然后重傳數據包，從而降低信號沖突的概率；退避次數的增加會使終端節點選擇退避時間的空間增大，終端節點選擇相同退避時間的情況減少，從而進一步降低信號沖突的概率。當NP-CSMA 部署更多終端節點時，由于信號發生沖突的概率增加，被成功接收的信號中發生重傳的占比也就越大，且平均重傳次數也會越多，使得退避導致的等待時延越大，因此在圖13 中，NP-CSMA 在SF=7 和SF=10 的平均時延會隨著終端節點數量的增加而增加。當網絡通信負載很高時，NP-CSMA 的平均時延不如非確認型LoRaWAN，原因是本文在設計NP-CSMA 在LoRa 網絡中的調度策略時，擴大了節點的退避選擇空間，從而增加NP-CSMA 的PDR 性能；另一方面，則是由于確認型LoRaWAN 在網絡節點密度較大時，成功接收的數據包中重傳的占比很小，而NP-CSMA 中成功接收的數據包中重傳的占比卻隨著節點數量的增加而增加。這也導致NP-CSMA 在網絡節點密度很大時，它的平均時延會表現得比非確認型LoRaWAN 差。在圖13 中，當節點數小于170 時，即G=1.7 時，NP-CSMA 在SF=7 和SF=10 的平均時延都要優于確認型LoRaWAN，尤其是節點數量小于100 時。

圖13 基于MACPayload=30，50 B兩種數據包負載長度，確認型LoRaWAN和NP-CSMA在SF=7，10下的平均時延Fig.13 Average latency of confirmed LoRaWAN and NP-CSMA with SF=7，10 based on two packet load lengths of MACPayload=30，50 B

4.2.4 能耗

為更好地比較LoRaWAN 和NP-CSMA 的能耗，本文對終端節點每次發送數據包所需的平均能耗進行分析。與非確認型LoRaWAN 相比，在NP-CSMA 中，終端節點在每次傳輸前需要額外消耗能量用于信道檢測，該能耗的大小取決于終端節點CAD 持續時間；此外，對于終端節點在退避期間進入睡眠狀態所消耗的能量可以忽略不計。在確認型LoRaWAN中，終端設備在發送完數據包后，需要開啟一個短接窗口RX1/RX2 接收來自網關的確認信息［19］。在LoRaWAN 規范中，來自下行鏈路的確認信息使用的速率通常與確認型LoRaWAN 終端設備在上行鏈路中傳輸時使用的速率相同。

圖14 是LoRaWAN 和NP-CSMA 的終端節點分別在SF=7，10 下發送一個MACPayload=50 B 的數據包的平均能耗。假定以非確認型LoRaWAN 在SF=7 和SF=10 的平均能耗作為準線，非確認型LoRaWAN 節點在SF=7 和SF=10 下分別消耗9.54 mJ 和57.2 mJ 用于一次數據包的傳輸。確認型LoRaWAN 在SF=7 和SF=10 下需額外消耗1.5 mJ 和6 mJ 左右的能量接收來自網關的確認消息。而NP-CSMA 與非確認型LoRaWAN 相比，由于終端節點在轉換CAD 模式后，僅需維持較短的時間就能完成對信道狀態的檢測，因此兩者在SF=7 和SF=10 下發送一次數據包的平均能耗差異較小。SF越大，終端節點轉換為CAD 模式的持續時間也會越長，所以NP-CSMA 的節點在SF=10 下CAD 模式所消耗的能量大于SF=7。節點密度較大時，由于沖突概率的增加，終端節點檢測信道的頻率也會增加，因此NP-CSMA 下的終端節點完成一次數據的傳輸消耗的能量也相對較多。NP-CSMA 的終端節點在SF=7 和SF=10 的條件下，CAD 模式造成的能耗大約為0.2～0.5 mJ 和0.9～3.5 mJ，比確認型LoRaWAN 降低了1.0～1.3 mJ 和2.5～5.1 mJ。此外，從PDR 性能層面考慮，確認型LoRaWAN 無法通過額外的能耗獲得較好的PDR 性能，而NP-CSMA 卻能用相對較低的額外能耗換取PDR 性能；如果對被網關成功接收的數據包所消耗的平均能耗進行比較，在LoRaWAN 中重傳導致的能耗可能會比NP-CSMA 終端節點重傳過程以及CAD 模式所需的能耗更高。

圖14 LoRaWAN、NP-CSMA的終端節點在SF=7和10下發送一個MACPayload=50 B的數據包所需的平均能耗Fig.14 Average energy consumption of a single packet with MACPayload=50 B sent by terminal node of LoRaWAN，NP-CSMA at SF=7，10

5 結語

受限于遠近條件和多個信號存在發生碰撞的可能，當LoRa 網絡節點密度較大時，SF之間不完全正交性將無法抑制它們之間的信號干擾。因此為了減少LoRaWAN 中基于ALOHA 的傳輸調度方式和SF之間的不完全正交性所導致的同SF干擾和SF間干擾對LoRa 網絡擴展性的影響，本文提出了用NP-CSMA 協議替代LoRaWAN 中隨機調度協議ALOHA，通過LBT 機制盡量減少共信道同SF信號沖突的概率；而不同SF之間的傳輸，則為每個SF分配唯一的信道，使多種SF不同的信號傳輸分別容納在單獨的信道中的方式來避免SF間的干擾。為了分析NP-CSMA 在LoRa 網絡中的性能，通過理論分析和利用NS3 仿真平臺對NP-CSMA 與LoRaWAN 進行了比較。實驗結果表明，在相同的條件下，雖然NP-CSMA 中的LoRa 節點需要消耗一定的能耗維持CAD模式用于信道檢測，但與確認型LoRaWAN 相比，NP-CSMA能通過犧牲更低的額外能耗提供更好的PDR 性能，而且它的飽和信道利用率明顯高于LoRaWAN。對于NP-CSMA 的時延，從網絡服務質量考慮，NP-CSMA 雖然在高密度節點網絡中表現出的平均時延不如確認型LoRaWAN，但NP-CSMA卻能通過退避機制降低分組丟包率，減少了重傳導致延遲的增加；而且NP-CSMA 在網絡中等通信負載情況下，它的平均時延優于確認型LoRaWAN，可以為LoRa 網絡提供更好的服務質量，說明NP-CSMA 可以提高LoRa 網絡的擴展性。對于后續的工作，將會對NP-CSMA 運用于LoRa 網絡中在捕獲效應條件下的性能和并行傳輸的性能進行詳細的研究，以及通過硬件平臺去進一步分析NP-CSMA 在LoRa 網絡中的可行性。