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全橋DC-DC變換器中SiC器件損耗分析

2023-10-09 01:53:48李赫郝欣趙千淇程旭峰
科學技術與工程 2023年26期

李赫, 郝欣, 趙千淇, 程旭峰*

(1.河北科技大學機械工程學院, 石家莊 050018; 2.英飛凌科技(中國)有限公司, 上海 201210)

全橋DC-DC變換器是一種適用于大功率開關電源的直流變換電路,易于實現高頻化,它的主電路結構簡單,可以通過增加小電感、電容等諧振元件,在開關過程的前后引入諧振條件以實現軟開關。得益于其輸出功率大、效率高、控制簡單、具備電氣隔離等優點被廣泛應用于電動汽車、電力設備、焊接電源等工業和交通設備中。

傳統的全橋DC-DC變換器普遍采用在以金屬氧化物半導體場效晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor, MOSFET)和絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor, IGBT)作為主開關器件。IGBT具有電流大、耐高壓、開關速度高、額定開關頻率較低[1-2],單次開關損耗較大,從而需要采用較大的電感和電容等濾波元件,影響整個電源的體積,不適合高頻應用。MOSFET的工作頻率可以達到幾百kHz,但耐壓較低,最高只有650 V,無法取代IGBT在高壓大電流場合下的應用。

SiC MOSFET導通電阻、開關損耗低,適用于更高的工作頻率[3],另外由于其高溫工作特性,大大提高了高溫穩定性,減少了散熱器件的數量從而降低整機體積。采用SiC MOSFET作為全橋DC-DC變換器的主開關管可以提高工作頻率和工作電壓,有效減小開關電源的體積,提高電能轉換效率和功率密度[4-5]。許多學者對基于SiC MOSFET全橋DC-DC變換器做了大量研究。

文獻[6]利用SiC MOSFET的優點結合全橋逆變電路的工作特點,設計了一種能效高達 93.4%的400 A級脈沖MIG逆變焊接電源。文獻[7]把SiC MOSFET作為串聯諧振全橋DC-DC變換器的開關管,提出了一種新型的諧振軟開關等離子體電源。在軟開關狀態下諧振頻率達到260~310 kHz,變換器的轉換效率最高達到98.2%,功率密度達到1.38 W/cm3。 前者雖然焊接效果優良,輸出電流波形穩定可控,動態響應性能好,但在硬開關電路下必然會造成較大的關斷損耗。后者簡化電路拓撲、提高了功率密度和效率,但輸出不穩定,工作噪音大。文獻[8]基于弧焊電源在工作時短路電流大,空載電壓高,輸出電流穩定等特點,通過 PSPICE、Saber 軟件進行電路建模、仿真,利用SiC MOSFET的高頻特性在全橋逆變電路下,設計了一種高頻軟開關的新型弧焊電源。雖然設計的焊機電源考慮到了小型化、高效化和穩定性,但在高性能和節能方面仍有不足。文獻[9]提出了一個精確的SiC功率模塊子電路模型,充分考慮器件的物理特性和結構,得到了精確的米勒電容模型,以幫助優化變換器設計中的開關損耗部分的分析。文獻[10]采用一種SiC MOSFET 和肖特基二極管的7.5 kW 高效三相降壓整流器,在50 ℃冷卻液的滿負荷下實現98.54% 的效率值。

上述研究大多針對SiC MOSFET本身在不同工業電源里的應用和所構成電路整體效率和功率密度的提升,鮮見有文獻對全橋DC-DC變換器中SiC MOSFET的硬開關和軟開關狀態下的損耗進行分析。由于碳化硅器件的開關損耗很低,可能會低于軟開關技術的額外損耗,因此軟開關技術在SiC MOSFET中的有效性面臨挑戰,軟開關技術在SiC MOSFET廣泛應用的場景下是否仍舊具有重要的意義尚不明確。

現以英飛凌IMZA120R014M1H為例,將其應用在高頻CO2焊接電源領域中的全橋DC-DC變換器中,通過PLECS平臺搭建高頻CO2焊接電源的主電路、控制電路和損耗仿真模型,在調制策略上采用雙極性調制和全橋移相調制,分別對兩種調制方法進行軟開關測試、損耗分布測試、閉環響應測試并進行比較。

1 全橋DC-DC變換器損耗分析

以高頻CO2焊接電源中的全橋DC-DC變換器為例,首先分析了全橋DC-DC變換器的拓撲結構和工作原理,其次簡單介紹了SiC MOSFET的導通、開關損耗估算方法及軟開關的實現波形,作為后續SiC全橋DC-DC變換器損耗分析的理論基礎。

1.1 拓撲結構及工作原理

全橋DC-DC變換器的拓撲結構如圖 1 所示,變換器從左到右依次被分成了逆變網絡、諧振網絡、整流單元、濾波器及焊槍4個部分。

1.2 SiC損耗分析

當MOSFET作為電路的開關時,由于非理性的開關特性,在MOSFET的開通瞬態中,漏源電壓下降,漏源電流增加。MOSFET在關斷瞬態中,漏源電壓增加,漏源電流減小。因此開通和關斷時MOSFET管的電壓和電流會產生交疊,電壓和電流交疊的區域會產生開關損耗,上述過程被稱為硬開關。

修改硬開關的參數和控制策略,或者在硬開關電路中加入輔助電路,可以消除上述電壓與電流的交疊區域,從而減小甚至消除開關損耗,上述方法稱之為軟開關技術。

1.3 導通損耗和開關損耗

在DC-DC變換器設計中,變換器的功率損耗計算一直是設計合理的重要體現,既對效率進行了優化,又能保證器件處于合理的工作溫度以保證設備的安全性和耐用性,節約成本。合理的損耗分析還可以預估變換器效率,保證變換器的工作性能。本節以SiC MOSFET開關管為例說明導通損耗和開關損耗的簡單計算方法。

導通損耗可以通過導通電阻計算得到。當開關處于導通狀態時,可能會出現正向導通模態和反向導通模態。式(1)為正向導通損耗,式(2)為反向導通損耗[11]。

(1)

(2)

式中:Ts為穩定工作情況下的工作周期;isf為正向導通電流;RDS為正向導通電阻;isc、RSD分別為反向導通電流、電阻;t為導通時間。

SiC MOSFET開關管的導通損耗主要取決于占空比而與頻率無關,所以如果要減小導通損耗最明顯的方法就是使用低導通阻抗的MOSFET開關管,本文研究采用英飛凌官方提供的型號為IMZA120R014M1H的SiC MOSFET開關管的導通電阻為18.6 mΩ。

開關損耗的簡單估算方法[12]為

(3)

式(3)中:VB為母線電壓;IL為負載電流;f為開關頻率;tON為開啟時間;tOFF為關斷時間。

根據式(3)可知開關損耗與和開通時間及關斷時間成正比。伴隨著開關頻率和功率的增加,開關損耗仍然十分嚴重。所以為了實現變換器的小型化和輕量化,只有提高開關的工作頻率,并同時減小導通和開關損耗,提升工作效率和穩定性。

2 調制策略設計和建模

開關損耗和導通損耗受到有限雙極性脈沖寬度調制(pulse width modulation, PWM)調制策略的巨大影響,因此采用了兩種調制方法:有限雙極性PWM調制和全橋移相調制。有限雙極性PWM調制策略采用下管(即T2和T4管)PWM調制,上管按照開關周期的一半依次導通的策略。全橋移相調制以左半橋(T1和T2橋)為基準,右半橋的控制時序相對左半橋做移相,從而控制輸出電壓。

2.1 有限雙極性調制策略

有限雙極性PWM調制的波形如圖2所示,從上到下依次是T1~T4的柵極驅動波形。T1和T3的占空比都是0.5,依次交替導通。T1導通時,T2和T3關斷,T4通過調節占空比來調節輸出電壓;T3導通時,T1和T4關斷,T2通過調節占空比來調節輸出電壓。與傳統雙極性控制方法相比,有限雙極性控制在每次導通時只對一個開關管的占空比進行調節,可以較容易的實現軟開關運行。

為了實現有限雙極性控制,采用2個相差T/2的三角波,通過分別和占空比以及0.5的固定值比較來生成四路驅動信號,通過delay模塊生成死區時間,死區時間為300 ns。建立的雙極性調制模型如圖3所示。

2.2 全橋移相調制策略

全橋移相調制的驅動波形如圖4所示。從上到下同樣依次是T1~T4的柵極驅動波形。T1和T2是左橋臂,T3和T4是右橋臂,可以看到右橋臂比左橋臂滯后了一定的相位,控制該滯后相位的大小就可以控制輸出電壓的大小。移相控制的仿真采用一個移相模塊再加死區模塊就可以了。

2.3 增量式PI控制器

全橋DC-DC變換器采用增量式PI控制器,表達式為

d(k)=d(k-1)+KP[e(k)-e(k-1)]+KITse(k)

(4)

式(4)中:e(k)為第k次采樣的輸出電流誤差值;d(k)為PI控制器的輸出;KP和KI分別為比例和積分環節的系數;Ts為控制器采樣周期,該周期與開關周期不同,一般大于等于開關周期。依據式(4),建立PI控制器的仿真模型如圖5所示。

3 主電路和開關損耗建模

為了對SiC MOSFET的開關損耗進行仿真分析,本節建立了以SiC MOSFET為主開關管的DC-DC變換器熱仿真模型,根據應用需求的考慮,采用有限雙極性PWM調制策略和全橋移相調制策略。

從圖6可知,主電路模型中,4個開關管采用英飛凌提供的IMZA120R014M1H的熱模型,熱阻設置為兩級,開關管到散熱器熱阻和散熱器到環境熱阻。環境溫度設置為25 ℃恒溫。

3.1 仿真結果和分析

仿真的關鍵參數如表1所示。此時Cr和Lr的諧振頻率是99.86 kHz,比變換器開關頻率略低。

表1 仿真參數

3.2 有限雙極性調制策略測試

3.2.1 開環基本測試

首先進行開環測試,將占空比設定為0.35,輸出電流為500 A左右。測試結果如圖7~圖11所示。從圖7可以看到輸出電壓在40 V左右,輸出電流是500 A左右,逆變電流的幅值約為75 A,勵磁電流幅值約為8.5 A。圖8中在額定狀態下,導通損耗為33 W左右,開關損耗為14 W左右。圖9和圖10分別是T1和T2的開關波形。從波形上看,兩個開關管在一定程度上實現了軟開關,但波形有諧波存在,開關狀態不徹底。圖11是全橋逆變器輸出的電壓和電流,可以看到電流波形略微滯后電壓波形,負載略微成感性,感性負載是開關管實現零電壓軟開關的條件,可以看到由于感性較弱,軟開關無法完全實現。因此要想增強軟開關的實現能力需要增強負載的感性,可行的辦法是增加漏感的大小。但漏感的增大會降低DC/DC變換器的有效輸出電壓,必須進行平衡設計。

Cdc為主濾波電容;T1~T4為主開關管;Cr為隔直電容;Lr為變壓器漏感;Lm為變壓器勵磁電感;Tr1為理想變壓器,具有中心抽頭;D1和D2為輸出整流二極管;Lo為輸出濾波電感,輸出負載為焊槍

圖2 有限雙極性控制驅動波形

Constant為輸入值;d為比較值;Triangular Wave為輸入信號;Delay為死區時間;G1~G4為輸入信號

圖4 移相全橋控制驅動波形

KI為積分系數;KP為比例系數;Delay為死區時間;Verr為輸入值;Saturation為飽和模塊;Display為顯示模塊;Ts為周期時間

Lo1為輸入電感;Cdc為主濾波電容;G1~G4為輸入信號;T1~T4為主開關管;Lr為變壓器漏感;Lm為變壓器勵磁電感;Tr2為變壓器;D1和D2為輸出整流二極管;Lo為輸出電感;R3為負載;Probe為探針;Thermal Chain為熱鏈;Tconst為環境溫度

Uo為輸入電壓;Io為輸出電流;Idc為逆變電流;Im為勵磁電流

圖8 溫度、導通損耗和開關損耗

Vgs、Vds、Id分別為柵極驅動信號、漏源電壓和漏源電流

Vgs、Vds、Id分別為柵極驅動信號、漏源電壓和漏源電流

U0、I0分別為輸出電壓和電流

3.2.2 軟開關測試

表2是DC/DC變換器在不同漏感和占空比時的開關狀態和輸出電流。從表2可以看到隨著占空比和漏感的變大,DC/DC變換器的軟開關狀態更容易實現。但隨著漏感的變大,漏感會對輸入電壓進行分壓,導致輸出的電壓和電流變小。從表2可知,漏感在6~8 μH是最合適的。

表2 PWM調制軟開關區域測試

3.2.3 損耗分布測試

表3是DC/DC變換器在不同漏感和占空比時的導通損耗(前一個數)和開關損耗(后一個數)。從表3可以看出DC/DC變換器的開關損耗出第一列(漏感2 μH)外,大致在8~12 W變化,開關損耗均較小。第一列(漏感2 μH)時,由于開關頻率非常接近漏感和隔直電容的諧振頻率,因此開關損耗較大。導通損耗受負載電流的影響最大,大的負載電流必定造成大的導通損耗。為了既保證輸出電流可以達到500 A,又保證總損耗較低,可以看出在6 μH時是最合適的。

表3 PWM調制導通和開關損耗

3.2.4 閉環響應測試

閉環測試的測試條件是漏感設定為6 μH,KP設定為0.000 2,KI設定為0.05。參考電流初始值為300 A,在0.3 s時突變為500 A,在0.6 s時突變為200 A,圖12是閉環響應結果,從圖12可以看出實際的輸出電流值可以準確跟蹤電流參考值,并且沒有穩態誤差。

Uo為輸入電壓;Io為輸出電流;Idc為逆變電流;Im為勵磁電流

3.3 全橋移相策略測試

3.3.1 開環基本測試

首先進行開環測試,將移相角設定為126°,輸出電流為500 A左右。測試結果如圖13~圖17所示。從圖13可以看出輸出電壓在40 V左右,輸出電流是500 A左右,逆變電流的幅值約為75 A,勵磁電流幅值約為8.5 A。在額定狀態下,導通損耗為47 W左右,開關損耗為34 W左右。

Uo為輸入電壓;Io為輸出電流;Idc為逆變電流;Im為勵磁電流

圖14 溫度、導通損耗和開關損耗

圖15和圖16分別是T1和T2的開關波形,從波形上看,兩個開關管工作在硬開關狀態。圖17是全橋逆變器輸出的電壓和電流,可以看到電流波形略微滯后電壓波形,負載略微成感性,不足以使開關管工作在軟開關狀態。

Vgs為柵極驅動信號;Vds為漏源電壓;Id為漏源電流

Vgs為柵極驅動信號;Vds為漏源電壓;Id為漏源電流

Uo為輸出電壓;Io為電流

3.3.2 軟開關測試

表4是DC/DC變換器在不同漏感和移相角時的開關狀態和輸出電流。從表4可以看出隨著移相角和漏感的變大,DC/DC變換器的軟開關狀態更容易實現。但隨著漏感的變大,漏感會對輸入電壓進行分壓,導致輸出的電壓和電流變小。從表4可以看出,漏感同樣在6~8 μH是最合適的。

表4 移相調制軟開關區域測試

3.3.3 損耗分布測試

表5是DC/DC變換器在不同漏感和移相角時的導通損耗(前一個數)和開關損耗(后一個數)。從表5可以看出DC/DC變換器的移相控制時的開關損耗出比有限雙極性PWM控制時普遍大了許多,在非軟開關狀態時,不存在臨界狀態,而是直接進入硬開關狀態導致開關損耗較大。導通損耗受負載電流的影響最大,同樣比有限雙極性PWM控制大了很多,大的負載電流必定造成大的導通損耗。為了既保證輸出電流可以達到500 A,又保證總損耗較低,可以得出在6 μH時是最合適的。

表5 移相調制導通和開關損耗

3.3.4 閉環響應測試

閉環測試的測試條件是漏感設定為6 μH,KP設定為0.000 4,KI設定為0.1。參考電流初始值為300 A,在0.3 s時突變為500 A,在0.6 s時突變為200 A,圖18是閉環響應結果。從圖18可以看出實際的輸出電流值可以準確跟蹤電流參考值,并且沒有穩態誤差。

Uo為輸入電壓;Io為輸出電流;Idc為逆變電流;Im為勵磁電流

4 結論

根據上述對高頻CO2焊接電源的仿真分析得到以下結論。

(1)全橋DC-DC變換器中當SiC MOSFET處于軟開關狀態時比硬開關狀態提高了近4%的效率,且隨著占空比和移相角的增加,效率的提高會更加明顯。軟開關狀態下的SiC器件仍舊比硬開關狀態下的開關損耗低,效率高,證實在基于SiC MOSFET的全橋DC-DC變換器中軟開關技術仍然具有重要的作用和意義。

(2)當開關頻率近似于諧振頻率時,DC-DC變換器難以實現軟開關運行,開關損耗較大,可以通過增大漏感擴大軟開關區域。

(3)根據有限雙極性調制策略和全橋移相調制策略結果可知,漏感設定為6 μH時既保證輸出電流可以達到500 A,又能保證總損耗較低。且有限雙極性PWM控制無論在開關損耗還是導通損耗均比移相全橋控制要低,具有比移相控制更加優越的性能。

本文研究有以下兩個創新點:①采用英飛凌官方提供的SiC損耗模型對開關損耗進行研究,研究結論表明符合預期的理論結果,為SiC開關損耗的研究提供了新的研究思路;②通過SiC在全橋DC-DC變換器中的開關損耗研究,證明了軟開關技術對其仍具有重要意義,對之后SiC軟開關損耗技術的發展具有參考意義。

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