基于SICL的寬頻帶毫米波多波束陣列天線設計

喬小斌，李相強，崔玉國，倪樹成，張健穹，王慶峰

(1.西南交通大學 物理科學與技術學院，四川 成都 610031；2.中國電波傳播研究所 電波環境特性及模化技術重點實驗室，山東 青島 266107)

0 引言

隨著移動通信技術的不斷發展,對數據傳輸速率的要求也越來越高,5G毫米波頻段具有豐富的頻譜資源,可以有效提升數據傳輸速率,因此,寬頻帶毫米波技術被認為是未來5G移動通信的關鍵技術[1]。然而,毫米波存在傳輸損耗大、繞射能力差等缺點[2]。為了改善這一問題,可通過提高陣列天線增益,采用定向高增益補償空間傳輸損耗。然而,高增益天線的波束寬度一般又較窄,導致其覆蓋范圍受限。為了擴大覆蓋范圍,可在毫米波陣列天線的基礎上,通過多波束技術實現。因此,寬頻帶和多波束技術對于5G毫米波技術具有十分重要的意義。

現有的多波束技術主要有無源多波束、相控陣多波束和數字多波束,其中無源多波束具有結構簡單、成本較低的優點[3]。羅特曼透鏡是一種常用的無源多波束饋電網絡,其基于等光程差原理設計,理論上具有真時延、寬頻帶特性,但實際設計中透鏡的結構形式對其帶寬仍然有一定的限制。目前羅特曼透鏡實現結構主要有金屬波導結構[4-5]、基片集成波導(Substrate Integrated Waveguide,SIW)結構[6-7]、微帶線結構[8-10]、帶狀線結構[11]和基片集成同軸線(Substrate Integrated Coaxial Line,SICL)結構[12]等。其中金屬波導結構體積龐大、較難集成且傳輸色散模式,帶寬有一定的限制;SIW結構集成度高、體積小、剖面低,但是仍然存在帶寬較窄的缺陷;微帶線結構和帶狀線結構在毫米波頻段損耗大,效率低;而SICL結構的羅特曼透鏡傳輸非色散模式,對帶寬的限制較小,在實現寬帶羅特曼透鏡上具有很好的潛力。文獻[12]中SICL結構的羅特曼透鏡實現了較寬的帶寬,但是其移相段長度較長。另外,羅特曼透鏡陣列端口之后的天線單元與SICL移相段的轉換結構較為復雜,使得多波束陣列天線結構剖面較高。

磁電偶極子天線工作頻帶寬較寬且帶內方向圖穩定,因此可以作為羅特曼透鏡的輻射單元。在毫米波頻段,磁電偶極子多采用SIW縫隙耦合饋電形式[13-15],易集成且損耗小,但不能直接和SICL形式的羅特曼透鏡連接使用,采用SICL-SIW轉換結構會限制天線的帶寬性能,增加天線剖面高度和加工難度,而基于SICL縫隙耦合饋電的磁電偶極子天線可以避免出現上述問題[16-17]。文獻[16]中天線帶寬較窄,且在工作頻帶內方向圖最大輻射方向會隨頻率不同而發生變化。文獻[17]中天線方向圖較為穩定,但天線形式仍然較為復雜。

為了有效解決上述問題,本文設計了一種應用于5G毫米波的多波束陣列天線,整體結構包括基于SICL的羅特曼透鏡和SICL饋電的磁電偶極子天線兩部分,通過設計非色散結構SICL移相段和平板波導透鏡腔體的寬頻帶匹配結構從而實現羅特曼透鏡的寬頻帶設計,SICL移相段長度較短。SICL饋電的磁電偶極子天線通過雙模式諧振(0.5λ和λ)實現寬頻帶工作[18],并且可以直接與設計的羅特曼透鏡連接使用,降低多波束陣列天線剖面。通過仿真得出該天線性能優良,工作頻帶為20.5～31.5 GHz(約42%),掃描角度為±30°,整體結構簡單緊湊、易集成且剖面低。

1 羅特曼透鏡設計

1.1 羅特曼透鏡設計原理

羅特曼透鏡的原理示意如圖1所示,其基本形式是基于等光程差原理實現的。在波束口輪廓上存在G0、F1和F2三個完美焦點,從某一焦點出發的電磁波依次通過透鏡腔體、移相傳輸線Wn到達陣列端口,各陣列端口之間等時延差,從而產生固定方向的波束,不同焦點出發的電磁波到達陣列端口的時延差也不同,因此,不同波束端口饋電時產生不同方向的波束,各完美焦點之間可以根據實際設計的光程誤差要求添加其他焦點,以產生不同方向的波束。

圖1 羅特曼透鏡原理示意Fig.1 Schematic diagram of Rotman lens

羅特曼透鏡是真時延結構,時延差與頻率無關,因此在不同頻率時,其波束指向不會發生變化,理論上具有寬頻帶特性。

1.2 羅特曼透鏡結構設計和仿真分析

提出的寬頻帶羅特曼透鏡擬在20.5～31.5 GHz頻帶內實現±30°波束掃描,具有損耗低(相對于微帶線形式)、頻帶寬(相對于SIW形式)和移相段長度較小的優點。根據羅特曼透鏡的設計原理,表1給出了寬頻帶毫米波羅特曼透鏡的設計參數。

表1 羅特曼透鏡設計參數Tab.1 Design parameters of the proposed Rotman lens

關鍵參數的具體確定方式如下:

① 正偏軸焦徑比g、ηmax

理論上羅特曼透鏡除了3個完美焦點G0、F1、F2外,其他焦點均存在歸一化光程誤差Δl,歸一化光程誤差Δl是正偏軸焦徑比g和天線單元位置η的函數[7]:

(1)

h=(g-r)cosθ+[r2-(g-r)2sin2θ]1/2,

(2)

(3)

式中:a0=cosα,b0=sinα。通過式(1)～式(3)可以得到歸一化光程誤差Δl關于天線單元位置η的圖像,如圖2所示,本設計中要求歸一化光程誤差Δl不大于0.000 1。

圖2 g=1.13時不同掃描角度的歸一化光程誤差Fig.2 Normalized path length errors in Rotman lens with g=1.13

此外,文獻[4]給出了g的最佳理論值所滿足的公式為:

(4)

由式(4)計算可得,g=1.137,從圖2中可以看出,當g=1.13、η在±0.8內時,歸一化光程誤差Δl均小于0.000 1。綜合考慮,本設計中正偏軸焦徑比g取值1.13,歸一化天線單元最大位置ηmax取值0.8。

② 陣元間距d

為避免天線在±β掃描范圍內出現柵瓣,天線陣元間距需要滿足:

(5)

式中:λmin為32 GHz所對應的自由空間波長,通過計算,陣元間距d取值6.2 mm。

③ 偏軸焦距F

偏軸焦距F可以通過文獻[7]中的公式確定:

(6)

由式(6)計算可得,Fmin=31。

④ 移相段長度Wn

文獻[4]給出了歸一化移相段長度wn的計算公式,其和移相段長度Wn滿足:

在透鏡設計中,透鏡外輪廓上的相位誤差已經較小,以至于各移相段長度相差比較小,綜合考慮陣元間距d、SICL內外導體的寬度以及移相段彎曲程度對傳輸性能的影響,選取W0= 21.25 mm,中間陣列端口和透鏡外輪廓的直線間距僅為15 mm(約F/2)。

在確定關鍵參數后,可以根據文獻[7]中修正后的設計方程得到透鏡的基本輪廓,并借助電磁仿真軟件完成建模仿真。

羅特曼透鏡的結構示意如圖3所示,該透鏡有7個波束端口(B1～B7)、9個陣列端口(陣列端口1～9)、6個虛擬端口(D1～D6),透鏡腔體為平板波導結構,波束端口和移相段均為SICL結構。透鏡結構有3層介質基板,上下2層介質基板均采用Rogers RT5880(εr= 2.2,tanδ= 0.000 9),厚度h1為0.254 mm,中間的介質基板主要起到粘連作用,采用Rogers RO4450F(εr=3.7,tanδ=0.004),厚度h2為0.1 mm,SICL內導體處于粘連層中,移相段以及波束端口和透鏡腔體的轉換結構采用SICL內導體錐形過渡為平行板波導上層金屬板的方式,電磁波通過SICL結構傳輸至透鏡腔體的過程中,透鏡腔體僅有下層介質基板中存在能量傳輸,結構較為簡單,透鏡整體可實現寬頻帶工作。

(a)羅特曼透鏡的俯視圖

(b)羅特曼透鏡的側視圖圖3 羅特曼透鏡的結構示意Fig.3 Geometry of the Rotman lens

SICL和平板波導透鏡腔體的轉換結構對于羅特曼的寬頻帶特性十分重要,但由于透鏡腔體結構較為復雜且相較于SICL端口體積較大,因而直接仿真設計SICL和透鏡腔體的轉換結構工作量較大,而平板波導可以傳輸TEM模式。基于此,如圖4所示,將透鏡腔體的外側設置為理想磁壁后進行初步仿真驗證[12],仿真優化得到的轉換結構的S參數如圖5所示,|S11|在20～33.5 GHz(約50.5%)頻帶內低于-10 dB,|S22|在20～34 GHz(約52%)頻帶內低于-10 dB,兩端口之間的插入損耗在20～32 GHz(約46%)頻帶內低于0.5 dB,轉換結構具有良好的反射性能和傳輸性能。

圖4 SICL和透鏡腔體的轉換結構Fig.4 Transition structure between SICL and lens area

圖5 SICL和透鏡腔體轉換結構的S參數Fig.5 S parameter of transition structure between SICL and lens area

將上述轉換結構用于羅特曼透鏡整體仿真,通過仿真優化得到透鏡波束端口的|Sii|(i=1,2,3,4)曲線,如圖6所示,由于天線整體相對于port4鏡像對稱,因此|Sii|(i=1,2,3)=|Sii|(i=5,6,7)。由圖6可以看出,各波束端口的S參數在20.5～31.5 GHz頻帶內低于-10 dB,透鏡反射性能良好。圖7為設計的羅特曼透鏡各波束端口之間的隔離度,各波束端口的隔離度在20.5～31.5 GHz頻帶內基本都低于-10 dB。其中波束端口B1～B5,的隔離度在20.5～31.5 GHz頻帶內均低于-15 dB,而B1和B7之間的隔離度略高于-10 dB,主要原因是兩端口分別處于波束口輪廓上下邊緣,其中一端口(如B1)的能量可以直接或者經陣列內輪廓反射后進入另一端口(如B7),導致兩邊緣端口隔離度較高,但仍滿足設計要求。

圖6 SICL結構羅特曼透鏡的S參數Fig.6 S parameters of the proposed SICL Rotman lens

圖7 羅特曼透鏡各波束端口之間的隔離度Fig.7 Isolation between beam ports of the proposed Rotman lens

圖8所示分別為f=22 GHz和f=30 GHz時,波束端口B1～B4饋電時各陣列端口的相位分布,由于羅特曼透鏡結構的對稱性,B5～B7饋電時各陣列端口的相位分布分別與B3、B2和B1饋電時各陣列端口的相位分布呈鏡像對稱。由圖8可以看出,同一頻率下,不同波束端口饋電時,陣列端口的相位差各不相同,從而使得不同波束端口饋電時產生不同的波束方向。此外,在不同頻率下,同一波束端口饋電時的陣列端口相位差也各不相同,但是其時延差是相等的,這也反映出了羅特曼透鏡的真時延特性,波束指向與頻率無關。

(a)f=22 GHz

(b)f=30 GHz圖8 羅特曼透鏡陣列端口相位分布Fig.8 Phase distributions of Rotman lens array ports

2 磁電偶極子天線設計

2.1 磁電偶極子天線設計原理

磁電偶極子天線是將磁偶極子和電偶極子并聯從而實現穩定的輻射方向圖,如圖9所示。由于磁偶極子和電偶極子E面和H面互換,其相互結合后,使得方向圖相互補償,前向輻射增強,后向輻射大大減小,同時在整個工作頻帶內增益穩定,交叉極化低。

圖9 磁電偶極子方向圖原理示意Fig.9 Schematic diagram of ME dipole radiation pattern

磁電偶極子的等效電路是由電偶極子和磁偶極子并聯得到的,如圖10所示,Rm、Lm和Cm分別表示磁偶極子的電阻、電感和電容,Re、Le和Ce分別表示電偶極子的電阻、電感和電容。當電偶極子和磁偶極子在同一頻率上諧振時,諧振頻帶的疊加從而拓寬了磁電偶極子的阻抗帶寬。

圖10 磁電偶極子的等效電路示意Fig.10 Equivalent circuit of the ME dipole

2.2 磁電偶極子天線結構設計和仿真分析

本設計中采用基于SICL饋電的磁電偶極子作為多波束陣列天線的輻射單元,通過雙模式諧振(0.5λ和λ)實現寬頻帶工作,其帶內方向圖穩定且可以直接與設計的羅特曼透鏡連接使用,使得陣列結構剖面較低。

如圖11所示,所提出的磁電偶極子天線通過SICL饋電,主要結構參數如表2所示,天線單元尺寸為4.2 mm×3.9 mm×1.5 mm(0.37λ0×0.35λ0×0.13λ0),其中λ0為中心頻率的自由空間波長,SICL結構共有3層介質基板,上下2層介質基板采用Rogers RT5880(εr=2.2,tanδ=0.000 9),厚度h1為0.254 mm,在上下介質基板中間有一層粘連結構Rogers RO4450F(εr=3.7,tanδ=0.004),厚度h2為0.1 mm,SICL內導體置于中間粘連結構,上層金屬板的矩形縫隙用于耦合饋電,3層介質基板、中間的金屬導體以及金屬通孔構成SICL結構,SICL結構上層介質基板采用Rogers RO3035(εr=3.6,tanδ=0.001 5),厚度h3為0.787mm,上層介質基板的上表面是金屬貼片,金屬貼片和矩形縫隙的幾何中心重合。矩形縫隙等效為磁偶極子,金屬貼片等效為電偶極子,金屬貼片通過2個金屬通孔與SICL結構相連。

(a)磁電偶極子三維結構

(b)磁電偶極子俯視圖

(c)磁電偶極子正視圖圖11 基于SICL饋電的磁電偶極子結構示意Fig.11 Geometry of ME dipole antenna with SICL

表2 磁電偶極子天線主要結構參數Tab.2 Main parameters of ME dipole antenna 單位:mm

通過仿真優化得到天線的駐波比(Voltage Standing Wave Ratio, VSWR)和增益曲線,如圖12所示,天線在20.5～32.5 GHz頻帶內VSWR均小于2,帶寬約為45%。增益隨著頻率升高逐漸增大,在整個頻率范圍內增益均大于3.5 dBi。

圖12 磁電偶極子增益和駐波比曲線Fig.12 VSWR and gain of the proposed ME dipole

為進一步了解所設計的磁電偶極子天線的輻射特性,對天線水平金屬貼片和矩形縫隙的電流分布進行仿真分析,圖13和圖14分別為f=22 GHz和f=30 GHz時金屬貼片和矩形縫隙的電流分布。由圖13和圖14可以看出,f=22 GHz時,電流分布呈半波長分布,f=30 GHz時,電流分布呈全波長分布,通過λ/2和λ兩種模式諧振實現寬頻帶。

(a)f=22 GHz

(b)f=30 GHz圖13 矩形縫隙的電流分布Fig.13 Simulated current distribution on the slot

(a)f=22 GHz

(b)f=30 GHz圖14 金屬貼片的電流分布Fig.14 Current distribution of the patches

磁電偶極子天線分別在20、26、32 GHz時的E面和H面方向圖如圖15所示。可以看出,在工作頻段內天線方向圖穩定。

(a)20 GHz

(b)26 GHz

(c)32 GHz圖15 磁電偶極子天線方向圖Fig.15 Radiation patterns of the ME dipole antenna

3 多波束陣列天線設計

設計的多波束陣列天線的整體結構如圖16所示,包括基于SICL的寬頻帶羅特曼透鏡和寬頻帶磁電偶極子天線兩部分。SICL波束端口饋電時,電磁波通過SICL和平板波導轉換結構進入透鏡腔體,進而通過同樣的轉換結構進入SICL移相段從而使得9個陣列端口產生等時延差,不同波束端口饋電時陣列端口的時延差不同,產生的波束方向也不同。

通過優化仿真得到了多波束陣列的S參數(包括輸入端的反射系數和各波束端口的隔離度),圖17為多波束陣列天線的|Sii|(i=1,2,3,4),-10 dB阻抗帶寬約為42%(20.5～31.5 GHz)。圖18(a)為port1～port4間的隔離度,可以看出在20.5～31.5 GHz頻帶內各個端口的隔離度均低于-15 dB。圖18(b)為波束端口B1～B2和波束端口B5～B7之間的隔離度,各端口間的隔離度基本低于-10 dB,只有B1和B7的隔離度略高于-10 dB,與上述羅特曼透鏡各波束端口間的隔離度仿真結果一致。

圖17 多波束陣列天線的S參數Fig.17 S parameters of the proposed multibeam antenna array

(a)port1～port4間的隔離度

(b)端口B1～B2和波束端口B5～B7之間的隔離度圖18 多波束陣列天線各端口之間的隔離度Fig.18 Isolation between beam ports of the proposed multibeam array antenna

圖19為f=21、26、30 GHz時不同波束端口下的歸一化輻射方向圖。由圖19可以看出,當波束端口B1～B7分別饋電時,其波束掃描角β分別為-30°、-20°、-10°、0°、10°、20°、30°,與理論設計相吻合,另外,也進一步驗證了波束指向與頻率無關,以及羅特曼透鏡的真時延特性。

(a)f=21 GHz

(c)f=30 GHz圖19 多波束陣列天線的歸一化輻射方向圖Fig.19 Normalized radiation patterns of the proposed multibeam array antenna

圖20所示為20～31 GHz頻帶內不同波束端口饋電時1×9天線陣列的增益,當中間端口(B4)饋電時,天線陣列具有最大增益15.56 dBi,而波束端口B1饋電時天線陣列增益較低,主要原因是當B1饋電時,有一部能量直接或經陣列內輪廓反射后進入邊緣波束端口(如B7),使得與它正對的陣列端口1接收能量較少,導致多波束陣列整體增益略有下降。

圖20 多波束陣列天線的增益Fig.20 Gain of the proposed multibeam array antenna

4 結束語

本文提出并設計了一種應用于毫米波的SICL結構的寬頻帶羅特曼透鏡多波束陣列天線。SICL是一種非色散真時延結構,可以更好地實現羅特曼透鏡的寬頻帶特性,SICL和平板波導的轉換結構采用以SICL內導體錐形過渡到平板波導上層金屬板的方式實現寬頻帶。羅特曼透鏡之后的基于SICL饋電的磁電偶極子天線通過雙模式諧振(0.5λ和λ)實現了寬頻帶(45%),其帶內方向圖穩定、剖面低(0.13λ0)、可以直接與設計的羅特曼透鏡連接使用。設計的基于羅特曼透鏡的多波束陣列天線帶寬約為42%(20.5～31.5 GHz),在工作頻段內可產生7個不同指向的獨立波束,掃描覆蓋范圍為±30°,結構簡單、剖面低、集成度高,可以有效改善毫米波高增益天線波束寬度窄、掃描范圍有限的問題,對于寬頻帶毫米波應用具有十分重要的意義。