基于SDLVA的毫米波前端接收組件

萬 易,倪大海,管 飛,陳 坤,尹紅波

(中國船舶集團有限公司第七二三研究所,揚州 225101)

0 引 言

隨著現代雷達技術的發展,電子對抗將面臨更加復雜多變的電磁環境。在這樣的電磁環境中,將外部各輻射源信號分選、分析和識別,并準確無誤地告警,是十分復雜而又艱巨的任務[1]。另外,由于雷達輻射源方位不受雷達自身控制,因此需要對雷達輻射源逐個脈沖方位瞬時測量。比幅測向技術作為傳統測向技術之一,較相位測向在方位上具有更高的截獲概率。同時在頻域上可以進行寬開,瞬時帶寬很寬,設備相對簡單,易于各種平臺的移植,在現代偵察告警設備中得到了廣泛的應用。本文設計了一種基于連續檢波對數視頻放大器(SDLVA)的K/Ka波段(18～30 GHz)前端接收組件,該組件由4個前端處理通道以及1個本振源組成,每個通道都具有較高的靈敏度以及較大的線性動態范圍,并且可以動態拓展,通道之間具有很高的一致性。

1 K/Ka波段前端接收組件設計

1.1 檢波方案選擇

從技術要求來看,需要將毫米波信號轉換成視頻信號。經研究,目前有2種方法可以實現這種轉換,一是直接在毫米波進行檢波;二是將毫米波信號進行混頻,然后在低頻段進行檢波。

毫米波直接檢波可以通過以下2種方法實現:

(1) 使用同軸檢波器,該檢波器體積較大,安裝時需要進行焊接引線,不利于同單片式微波集成電路(MMIC)芯片進行電路級集成;

(2) 使用毫米波檢波二極管,后接對數放大器,但是單級使用的動態范圍偏小,只有30 dB,不能滿足使用要求。

目前的低頻段檢波技術較為成熟,通過使用隧道二極管、對數放大器、運算放大器以及動態拓展的方式,可以實現6～18 GHz的60 dB大動態檢波,但是體積較大,達到了89 mm×63.5 mm,無法在較小的體積中集成4路。而且,該電路集成度過高,容易引起自激,調試工作量大。經調研發現,采用SDLVA(該放大器利用多級放大器串聯或并聯相加形成近似對數放大特性)可以獲得較好的結果。

圖1為多級串聯相加對數放大器框圖,其中每級都是1個線性限幅放大器(A1～A6)。當輸入信號弱時,放大器各級均未飽和,此時總增益達到最高。隨著輸入信號的幅度逐漸增大,從末級開始,各級放大器依次進入飽和狀態,總增益逐漸降低。

由于每一級檢波單元都對應著一段幅度特性區域,各個對數單元隨著輸入功率增強嚴格逐級地工作在對數狀態下。如圖2所示,此時SDLVA的對數動態范圍即為各級的對數動態范圍之和[2]。

圖2 連續型逼近近似對數曲線

圖3 原理框圖

本文選用的放大器可以完成對0.5～18.5 GHz的射頻信號的對數檢波,動態范圍的典型值有67 dB,滿足技術要求的各項指標;外圍集成后的體積只有4 mm×4 mm,滿足多片集成要求。

基于上述分析,生成原理框圖如3所示[3]。

1.2 混頻方案選擇

整個毫米波前端接收組件的電路設計都是圍繞SDLVA展開,由于工作頻率在18 GHz以上,超過了該芯片的工作帶寬,需要變頻,將接收頻率搬移到18 GHz以內。通常的變頻組件都會涉及帶內雜散和諧波這2項指標,由于該組件變頻后直接進行視頻檢波輸出,因此需要評估雜散和諧波這2項指標對視頻輸出的影響。為了模擬簡單的雜散和諧波信號,評估測試板利用2臺信號源通過功分器合成后輸入至SDLVA。

經過評估測試,發現雜散和諧波主要對檢波信號幅度抖動有影響,即影響檢波信號的峰峰值和信噪比。雜散和諧波功率越大,檢波信號抖動越厲害。詳細測試結果見表1。由表1可知,混頻產生的雜散信號不能跟主信號重疊,如果變頻方案無法避免,對該雜散的抑制不能低于25 dBc。

表1 SDLVA評估板測試結果

綜合考慮,射頻信號的瞬時帶寬有12 GHz,同時需要保證中頻信號在18 GHz以內,且為了在中頻端對射頻信號能夠有足夠的抑制,中頻的最高頻點離18 GHz不能少于2 GHz。最終選擇高本振方案,并由此可以得出,會落在中頻帶寬內的雜散信號有5類,分別是2LO-3RF,3LO-3RF,2LO-2RF,2RF-LO以及3RF-2LO。其中,只有3RF-2LO組合產生的雜散會同中頻主信號重疊,其它雜散離中頻主信號都較遠,可以不做考慮。調研后,選用混頻器ML1-1644,該芯片的變頻損耗在整個工作帶內的波動不超過2 dB,同時對3RF-2LO的抑制達到了71 dBc,可以滿足不低于25 dBc的要求。

1.3 靈敏度設計

組件的設計要求:在-65 dBm輸入時,視頻輸出的信噪比能達到200 mV以上,瞬時動態達到47 dB以上。在2～14 GHz頻段內,SDLVA的線性動態范圍、噪底功率和噪底電平如表2所示。

表2 SDLVA相關指標

關于信噪比指標,需要考慮的噪聲有兩方面:一方面是射頻鏈路引進的噪聲;另一方面是SDLVA自身的噪聲。射頻鏈路的噪聲可以通過下面的計算公式得到[4]:

PdBm=-174+10lgB+G+fN

(1)

式中:PdBm為射頻鏈路的噪聲輸出功率;B為工作帶寬,此處為12×109Hz;G為射頻鏈路增益;fN為噪聲系數。

為了滿足組件的瞬時動態達到47 dB,結合表2,可以得到如下的關系:

-65 dBm+G(dB)≥-58 dBm

(2)

-18 dBm+G(dB)≤+2 dBm

(3)

為了滿足組件在-65 dBm輸入時的信噪比>200 mV,需要滿足:

-65 dBm+G(dB)-PdBm>200 mV/LS

(4)

式中:LS為視頻檢波的對數斜率,此處的SDLVA后接了增益為4的運放,此時的對數斜率LS為60 mV/dB。

為了使組件在-65 dBm輸入時的線性度盡可能好,需要滿足:

PdBm≥-58 dBm

(5)

結合式(1)～式(5),可以得出:

fN(dB)<5.67 dB

(6)

16 dB-fN(dB)

(7)

整個射頻鏈路只要滿足式(6)和(7),即可實現組件的靈敏度和線性動態范圍。

1.4 鏈路預算

射頻信號經K-2.92 mm電纜頭饋入射頻通道,經開關動態選擇控制(0/20 dB),高通濾波,低通濾波,數控衰減,低噪聲放大,下變頻,濾波,檢波輸出。

本振通道由8 GHz鎖相源輸出,經濾波、放大、倍頻、濾波、功分為4路,最后每路信號經倍頻、放大、濾波輸出驅動混頻器。

根據上述分析可知,由于30 GHz對應的噪聲系數最差,如果該點能夠滿足技術要求,則其它頻點也肯定能滿足要求。經計算,30 GHz頻點對應的噪聲系數為5.15 dB,增益為15.3 dB,滿足上面式(6)和式(7)的分析要求。

2 加工及測試

2.1 電路結構

在較小的體積中設計4路電路,每一路都包含射頻放大電路、靈敏度控制電路、混頻電路、中頻放大電路、溫補單元以及檢波電路等,同時集成了鎖相源、倍頻功分電路以及整個組件的電源控制電路,采用傳統的射頻電路和控制電路分腔設計方法,無法滿足要求。

如圖4所示,整個腔體分為A面和B面。其中B面主要集中了整個組件的電源控制單元和鎖相源,兩者再分別通過直流過渡和射頻垂直過渡到A面;A面則主要集成了射頻電路和電路控制,以及檢波放大電路。其中A面的射頻電路+電源控制采用了混合組裝的方法。

圖4 電路結構

首先將電源控制的印制板燒結到盒體上,再將射頻軟基板粘接到印制板上,射頻通道之間的隔墻通過錫膏粘接和螺釘固定的方式固定到印制板和盒體上。

這樣的裝配方式可以大大縮減B面電源控制單元的面積。如圖4所示,只需通過幾個直流垂直過渡就可以實現對整個組件的控制,使得4路鎖相源電路的實現成為可能。

整個組件采用了混合組裝工藝,需要注意合理設計溫度梯度,方便后期調試及維修的可行性。

2.2 測試結果

整個組件在輸入-65 dBm功率時的靈敏度測試結果如圖5所示,視頻輸出電壓全頻段都在200 mV以上,同頻點的視頻輸出電壓一致性不超過150 mV,即通道一致性≤±1.25 dB。

圖5 組件靈敏度測試結果

如圖6所示,輸入功率-65～-18 dBm范圍內,視頻輸出電壓的線性度不超過±2 dB,即組件的線性動態范圍>47 dB。

圖6 組件線性度測試結果

此外,通過控制組件內部的單刀雙擲開關以及數控衰減器,將組件的動態范圍拓寬到-65～+15 dBm,可以應對復雜多變的電磁環境。

3 結束語

本文簡述了當前毫米波偵察環境的復雜性,引出了一種應用于毫米波比幅測向系統的前端接收組件。首先對比了幾種可行的檢波方法,選擇了先變頻再檢波的方案,檢波電路采用SDLVA芯片。接著,制作了SDLVA評估板,分析了雜散和諧波對檢波的影響,進而確定了具體的變頻方案。然后,分析了SDLVA的靈敏度對射頻指標的要求,依此確定了射頻鏈路的噪聲系數和增益,并進一步完成了整個鏈路的設計。最后,根據小型化要求,利用射頻電路和電源控制混合設計的方法,完成了電路結構的設計,并提供了一種混合組裝工藝。整個組件體積小,集成度高,在動態范圍、靈敏度以及一致性等指標方面都達到了較高的要求,具有廣闊的應用前景。