偶數(shù)相開關磁阻電機系統(tǒng)磁路平衡控制策略研究

徐帥, 陶路委, 賈東強, 程志平, 韓國強

(1.鄭州大學 電氣與信息工程學院,河南 鄭州 450000; 2.中國礦業(yè)大學 電氣工程學院,江蘇 徐州 221116)

0 引 言

近年來,隨著全球傳統(tǒng)燃油汽車產(chǎn)業(yè)的快速發(fā)展與石油短缺、環(huán)境污染之間的矛盾日益突出,新能源汽車因高效節(jié)能的顯著優(yōu)勢,成為人類解決環(huán)境危機的主要途徑[1]。驅動電機作為新能源汽車的核心環(huán)節(jié),需要滿足如下技術要求:1)寬調(diào)速范圍內(nèi)的高效率運行。該要求能夠彌補新能源汽車由于電池續(xù)航能力不足帶來的劣勢。2)高功率密度。該要求是實現(xiàn)新能源汽車驅動系統(tǒng)高集成度和輕量化的基礎。3)低轉矩脈動。該要求能夠保證新能源汽車乘坐的舒適性。4)高可靠性。該要求能夠保證新能源汽車的安全性。相比于交流感應電機和永磁同步電機來說,開關磁阻電機(switched reluctance motor,SRM)具有結構簡單、無需稀土永磁材料、制造成本低、調(diào)速范圍寬、高節(jié)能性和高可靠性等優(yōu)勢,成為了新能源汽車高性能驅動電機的優(yōu)先選擇之一。但是由于雙凸極特性和脈沖供電方式的存在,SRM的轉矩輸出性能受到影響,存在較大的轉矩脈動,限制了SRM的進一步推廣和應用[2-4]。

為了抑制SRM的轉矩脈動,國內(nèi)外學者從電機控制和本體設計兩方面進行研究。目前,SRM通過電機控制抑制轉矩脈動可以分為間接轉矩控制和直接轉矩控制兩大類。間接轉矩控制通常利用轉矩分配函數(shù),選擇合適的換相點,將參考轉矩有序分配給各相,再通過各相的轉矩、位置和電流關系,得到參考電流,依據(jù)參考電流改變驅動信號,使實際電流跟隨參考電流的變化,進而實現(xiàn)轉矩的控制。現(xiàn)階段在間接轉矩控制的研究中,學者們主要通過改進轉矩分配函數(shù),優(yōu)化換相點,提升SRM系統(tǒng)轉矩脈動抑制性能[5-7]。相比于間接轉矩控制,直接轉矩控制依據(jù)參考轉矩和實際轉矩的偏差直接產(chǎn)生驅動信號,能夠有效提升SRM系統(tǒng)的動態(tài)響應速度。現(xiàn)階段在直接轉矩控制的研究中,學者們主要通過扇區(qū)的優(yōu)化[8]、模型預測[9]和模糊調(diào)節(jié)[10]等策略增強轉矩脈動抑制效果,但是在直接轉矩的實施過程中存在開關頻率不可控、算法復雜和容易出現(xiàn)尖峰電流等缺點,限制了直接轉矩控制的推廣和應用。

SRM通過電機本體設計抑制轉矩脈動方面的方法可以分為新型SRM拓撲結構和SRM的優(yōu)化兩大類。在新型SRM拓撲結構的研究中,學者們通常通過優(yōu)化電磁路徑的方法來進行轉矩脈動的抑制[11]。文獻[13]通過設計新型內(nèi)外錯齒轉子,避免內(nèi)外定子產(chǎn)生磁場的耦合,提出一種磁場解耦型雙定子結構SRM,有效降低了轉矩脈動。在SRM優(yōu)化方面,通常采用多目標優(yōu)化算法,合理選擇定轉子極數(shù)、定轉子極弧系數(shù)和轉子外形及尺寸等參數(shù),進而能夠有效抑制轉矩脈動。文獻[14]采用多目標系統(tǒng)優(yōu)化算法,實現(xiàn)了三相6/4結構SRM的效率提高和轉矩脈動的抑制。文獻[15]采用粒子群算法,能夠使SRM系統(tǒng)轉矩脈動的抑制效果達到50%以上。

雖然SRM現(xiàn)有的轉矩脈動抑制方法取得了良好的應用效果,但是往往會帶來算法復雜度的提升或者成本的增加。同時在對SRM轉矩脈動產(chǎn)生機理和抑制策略的不斷深入研究中,逐漸發(fā)現(xiàn)電磁路徑的分布情況是影響SRM轉矩脈動的重要因素。而相比于奇數(shù)相SRM,偶數(shù)相SRM的電磁路徑分布不對稱,增大了相間互感和轉矩脈動[16]。文獻[17]研究了四相8/6結構SRM的互感特性,結果表明樣機存在電磁不對稱勵磁相,長磁路勵磁相的負互感使輸出轉矩有所減小,一個導電周期內(nèi)轉矩波形不規(guī)則,增大了轉矩脈動。文獻[18]研究了六相12/10結構SRM五種繞組連接方式下的磁路分布、互感特性和運行性能,確定了最優(yōu)的繞組連接方式,降低了轉矩脈動。文獻[19]詳細介紹了六相SRM的非對稱磁路和電流不一致現(xiàn)象的產(chǎn)生機理,并提出采用不等磁軛結構和多目標優(yōu)化的方式來改善SRM的轉矩性能,取得了良好的應用效果。但是上述兩種策略均無法實現(xiàn)整個運行周期內(nèi)的磁路對稱,進而無法消除不對稱磁路帶來的轉矩脈動現(xiàn)象。文獻[20]的研究結果表明繞組連接方式的改變能夠實現(xiàn)磁場的動態(tài)調(diào)節(jié),提升SRM的運行性能。雖然文獻[21]提出了偶數(shù)相SRM不對稱電磁路徑的解決方法,但是所需成本過高,實施過程復雜。因此亟需研究一種新型磁路平衡控制策略,為偶數(shù)相SRM轉矩脈動的抑制提供新的解決思路。

本文首先進行偶數(shù)相SRM的磁路分析,通過有限元建模和理論分析研究轉子偶數(shù)齒和奇數(shù)齒偶數(shù)相SRM的磁鏈和轉矩輸出特性,歸納不對稱磁路的產(chǎn)生機理。然后提出采用模塊化集成式功率變換器拓撲實現(xiàn)磁路平衡控制,分析雙極性勵磁模式下功率器件的開關邏輯,給出磁路平衡控制策略的實施原則。最后通過仿真分析和樣機實驗,驗證所提磁路平衡控制能夠有效改善偶數(shù)相SRM的轉矩性能,提升系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性。同時,所提磁路平衡控制策略無需復雜的算法和優(yōu)化過程,不影響現(xiàn)有的直接轉矩控制或者間接轉矩控制策略的實施,因此后續(xù)的研究中可以結合現(xiàn)有轉矩控制策略,增強偶數(shù)相SRM旋轉的平滑性。

1 偶數(shù)相開關磁阻電機磁路分析

1.1 偶數(shù)相開關磁阻電機系統(tǒng)

通常情況下,SRM系統(tǒng)由SRM本體、功率變換器、檢測環(huán)節(jié)和控制器4部分組成。以四相8/6結構SRM為例,其組成如圖1(a)所示。當SRM系統(tǒng)運行時,首先通過檢測環(huán)節(jié)檢測各相電流信息(iph)和轉子位置(θ),然后由控制器計算SRM的實時轉速(ns),并結合給定的轉速(n*)和設置的控制策略,生成各個功率開關管的驅動信號(DS),驅動電機正常運轉[3-6]。

為了保證SRM系統(tǒng)的控制性能和容錯能力,功率變換器選擇常用的不對稱半橋功率變換器(asymmetric half-bridge power converter,AHBPC)拓撲,如圖1(b)所示。其中:Us為直流供電電源,一般選用蓄電池或者開關電源;C為直流母線電容,用來進行濾波和吸收負電壓續(xù)流階段回饋的繞組儲能;S1～S8為開關管;D1～D8為二極管,為避免直通故障,需要選用超快恢復二極管;La、Lb、Lc和Ld分別為A相、B相、C相和D相的繞組。在AHBPC的驅動下,能夠有效實施電壓斬波控制(voltage chopping control,VCC)、電流斬波控制(current chopping control,CCC)和角度位置控制(angle position control,APC)等策略,保證系統(tǒng)穩(wěn)定可靠運行[22]。

1.2 磁路分析

在偶數(shù)相SRM系統(tǒng)中,由于不對稱半橋功率變換器帶來的單極性電流勵磁,會導致磁路不平衡現(xiàn)象的出現(xiàn)[16-21]。為了有效揭示不平衡磁路的產(chǎn)生機理,本文分別以轉子偶數(shù)齒的四相8/6結構SRM和轉子奇數(shù)齒的四相12/9結構SRM為分析對象,進行不同繞組連接方式下偶數(shù)相SRM的磁極分布和磁路分析。

圖2(a)和圖2(b)為四相8/6結構SRM的兩種繞組連接方式,分別命名為連接方式I和連接方式II。圖2(a)為繞組連接方式I的示意圖。此時SRM定子極的磁場分布為NSNSSNSN。在兩相同時勵磁時,A相和B相、B相和C相、C相和D相之間為短磁路分布,而在D相和A相之間為長磁路分布,分別如圖2(c)和圖2(d)所示。若采用圖2(b)所示的繞組連接方式II,在該繞組連接方式I的影響下,從定子A1極開始,8個定子極的磁場分布為NNNNSSSS。在兩相同時勵磁時,A相和B相、B相和C相以及C相和D相之間的磁場分布為長磁路分布,而在D相和A相之間的磁場分布為短磁路分布,分別如圖2(e)和圖2(f)所示。綜上所述,四相8/6結構SRM在繞組連接方式I時以短磁路運行為主,在繞組連接方式II時以長磁路運行為主,均出現(xiàn)明顯的磁路不平衡現(xiàn)象。

圖2 四相8/6結構SRM繞組連接方式和磁路分析

對于轉子奇數(shù)齒的四相12/9結構的SRM來說,磁路分布與四相8/6結構SRM明顯不同,具有更高的復雜性。本文選取兩種典型的繞組連接方式,分別命名為連接方式I和連接方式II,如圖3(a)和圖3(b)所示。圖3(a)為繞組連接方式I的示意圖,此時從定子A1極開始,12個定子極的磁場分布為NSNNSNSNSNSS。在兩相同時勵磁時,A相和B相、C相和D相以及D相和A相之間為短磁路分布,如圖3(c)所示。而在B相和C相之間為長磁路分布的現(xiàn)象,如圖3(d)所示。圖3(b)為繞組連接方式II的示意圖,此時從定子A1極開始,12個定子極的磁場分布為NNNSSSNNNSSS,類似繞組連接方式I,此時也會出現(xiàn)長磁路和短磁路交錯分布的現(xiàn)象。

圖3 四相12/9結構SRM繞組連接方式和磁路分析

從上述分析可知,轉子偶數(shù)齒和轉子奇數(shù)齒偶數(shù)相SRM均存在磁路不平衡現(xiàn)象。而上述磁路不平衡現(xiàn)象的產(chǎn)生是由于偶數(shù)相SRM采用AHBPC驅動時,只能采用單極性電流勵磁模式,即整個運行過程中相電流方向不變,造成定子磁極分布的相對固定,出現(xiàn)長磁路和短磁路交錯分布的現(xiàn)象,進而造成磁路不平衡的現(xiàn)象。磁路不平衡現(xiàn)象的出現(xiàn)會影響偶數(shù)相SRM的運行性能,以四相8/6結構SRM為例進行分析。在單相勵磁時,四相8/6結構各相磁路相同,具有相同的磁鏈和轉矩特性,因此只需研究兩相勵磁時磁路不平衡對SRM輸出性能的影響,如圖4所示。

圖4 四相SRM磁鏈和轉矩對比

由于繞組連接方式I和II下均只存在短磁路和長磁路兩種情況,因此分別對SRM兩相勵磁時短磁路和長磁路下的運行情況進行分析。圖4(a)為四相8/6結構SRM在短磁路和長磁路運行時的磁鏈對比。從圖中可以看出,短磁路運行時磁鏈明顯大于長磁路運行時的磁鏈,進而可知在短磁路運行時SRM產(chǎn)生更高的轉矩,且兩種情況下轉矩的偏差隨著勵磁電流和磁路飽和度的增加而增大,如圖4(b)所示。綜上分析可以看出,偶數(shù)相SRM在短磁路和長磁路情況下具有不同的輸出轉矩,而對所述的繞組連接方式下,不管對于轉子偶數(shù)齒或者轉子奇數(shù)齒的偶數(shù)相SRM來說,不可能在一個轉子周期內(nèi)保證全程短磁路或者長磁路運行,進而會帶來明顯的轉矩脈動。

2 提出的磁路平衡控制方法

2.1 集成式變換器拓撲

為了實現(xiàn)偶數(shù)相SRM系統(tǒng)的短磁路運行,需要改變各個定子磁極的磁場分布。傳統(tǒng)的AHBPC只能通入單極性的電流,無法通過改變電流方向使長磁路運行轉變?yōu)槎檀怕愤\行,因此本文提出采用集成式變換器拓撲的方式進行雙極性電流勵磁,如圖5所示。其中,電流從繞組“+”端流入為正向運行,從“-”端流入為負向運行。

圖5 集成式變換器拓撲

所采用的集成式變換器拓撲由模塊I和模塊II組成,模塊I和模塊II均為三相全橋功率變換模塊。相比于圖1(b)所示的傳統(tǒng)不對稱半橋功率變換器,集成式變換器拓撲有效減少了所需功率器件的數(shù)目,只需要12個功率器件。由于三相全橋功率變換模塊的廣泛使用,其成本相比于不對稱半橋功率變換器會大幅度降低。同時集成化的結構和少功率器件的特性會減小功率變換器體積和故障發(fā)生率,為系統(tǒng)功率密度和可靠性的提高奠定基礎。所采用的集成式變換器拓撲具有正向勵磁(Mode 1)、正向上零電壓續(xù)流(Mode 2)、正向下零電壓續(xù)流(Mode 3)、正向退磁(Mode 4)、反向勵磁(Mode 5)、反向上零電壓續(xù)流(Mode 6)、反向下零電壓續(xù)流(Mode 7)和反向退磁(Mode 8)等8種運行模式。以B相為例,不同模式下電流路徑如圖6所示。

圖6 不同模式下電流路徑

通過將8種運行模式有效組合能夠實現(xiàn)偶數(shù)相SRM的雙極性運行,進而保證電機磁路平衡,提高SRM系統(tǒng)的轉矩輸出性能。

2.2 磁路平衡控制

所提出的磁路平衡控制策略不影響SRM常用的VCC、CCC和APC等控制策略的實施,因此以CCC策略為例進行磁路平衡控制策略實施原則的說明,具體如圖7所示。在軟斬波模式下,利用轉速反饋,使給定轉速(n*)和n經(jīng)PI調(diào)節(jié)器生成參考電流(Iref),將Iref與iph經(jīng)電流滯環(huán)控制器生成控制信號,并將其與對應相的位置信號相與,得到對應相的驅動信號。

圖7 CCC原理

在單極性運行模式下,斬波信號和位置信號分別用來驅動上管和下管。在導通區(qū)間,交替采用Mode 1和Mode 3,而在退磁區(qū)間,采用Mode 4,從而能夠實現(xiàn)SRM系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。

為了克服磁路不平衡造成的SRM系統(tǒng)轉矩性能下降問題,本文提出采用集成式變換器拓撲,能夠實現(xiàn)電流雙極性模式的磁路平衡控制策略,其實施方法如圖8所示,采用正向運行和反向運行相互交替的模式,在一個電流周期內(nèi)可以分為兩個轉子運行周期,分別命名為第I運行周期和第II運行周期,在第I運行周期為正向運行,在第II運行周期為反向運行。在第I運行周期,在導通區(qū)間,采用Mode 1和Mode 3交替運行,而在退磁區(qū)域,采用Mode 4。在第II運行周期,在導通區(qū)間,采用Mode 5和Mode 6交替運行,而在續(xù)流區(qū)間,采用Mode 8。

圖8 磁路平衡控制運行模式

在提出的磁路平衡控制方式的作用下,對于四相8/6結構SRM來說,第一個轉子周期內(nèi)的磁場分布為NSNSSNSN,第二個轉子周期內(nèi)的磁場分布為SNSNNSNS,通過兩個轉子周期的磁場共同交替分布,進而實現(xiàn)短磁路運行,如圖9(a)所示。對于四相12/9結構的SRM來說,第一個轉子周期內(nèi)的磁場分布為NNSNSNSNSSNS,第二個轉子周期內(nèi)的磁場分布為SSNSNSNSNNSN,從而能夠保證SRM的磁路平衡運行。

圖9 磁路平衡控制下磁場分布

3 仿真分析

為了驗證所提磁路平衡控制策略的有效性,依據(jù)電壓方程、轉矩方程和機電聯(lián)系方程,在MATLAB/Simulink中搭建一個150 W四相8/6結構SRM的仿真模型,其中考慮磁路不平衡影響的磁鏈特性和轉矩特性采用查找表的方式進行建模。設定仿真步長5 μs,開通為2°,關斷角25°,給定轉速1 000 r/min,負載轉矩1.5 N·m,樣機在常規(guī)單極性控制(采用圖4(a)所示的繞組連接方式I)和磁路平衡控制下的仿真波形如圖10所示。其中,DS1、DS4和Te分別為開關管S1的驅動信號、開關管S4的驅動信號和電磁轉矩。

圖10 樣機仿真波形

由仿真結果可知,單極性運行時開關管S1的開關管頻率遠大于S4的開關頻率,因此S1上產(chǎn)生的熱應力會遠大于S4上產(chǎn)生的熱應力。而采用雙極性控制時,DS1的頻率將為一半,同時DS4的頻率有所提高,使DS1和DS4的頻率接近,進而能夠平衡開關管S1和S4上的熱應力,降低器件的最大失效率。同時可以看出,在單極性運行時,雖然CCC控制能夠保證各相電流的對稱,但是在長磁路運行時輸出轉矩有所減少,此時轉矩脈動(γ)為42.6%,而所提出的磁路平衡控制策略能夠保證整個運行周期內(nèi)的短磁路運行,此時轉矩脈動為34.3%,實現(xiàn)了轉矩輸出性能的改善。同時在負載轉矩1.5 N·m時,在轉速從200 r/min到1 200 r/min的范圍內(nèi),所提磁路平衡控制策略均能夠有效降低轉矩脈動,如圖11所示。

圖11 不同控制策略下轉矩脈動對比

按照文獻[23-24]所示的功率器件損耗解析結算方法,計算各個功率器件的損耗。以模塊II為例,表1對比了單極性軟斬波勵磁、單極性交替斬波勵磁和磁路平衡控制策略下功率管的損耗分布情況。可以看出,在單極性軟斬波勵磁、單極性交替斬波勵磁和磁路平衡控制策略下,功率管最大損耗和最小損耗的差分別為3.46、3.19、2.15 W,因此可以得到磁路平衡控制下能夠明顯改善功率器件熱分布的不平衡性。

表1 不同控制方式下功率管損耗分布

4 實驗驗證

為了驗證本文所提磁路平衡控制策略的有效性,研制了一臺四相8/6結構150 W的小功率SRM,并配備了動態(tài)扭矩測量儀(HCNJ-101)和磁粉制動器分別進行轉矩的測量和調(diào)節(jié)。同時搭建了基于TMS320F28335的樣機控制平臺,MOSFET選用FQA160N08,二極管選用MUR6020,驅動芯片選用TLP250。硬件實驗平臺的具體構造如圖12所示。

圖12 硬件實驗平臺

為了驗證短磁路和長磁路對偶數(shù)相SRM電磁性能的影響,將A相和B相分別按照圖2所示連接方式I和連接方式II串聯(lián)連接,其中在連接方式I時,A相和B相之間短磁路運行,而在連接方式II時,A相和B相之間長磁路運行。考慮到A相和B相共同運行的區(qū)間,轉子在A相22.5°時,測量得到驅動信號、A相電流和繞組兩端電壓(uab)如圖13(a)和圖13(b)所示。接下來,依據(jù)電壓方程,進行磁鏈的解析計算[17],得到的計算結果如表2所示。從表2中可以看出,實驗測量結果和仿真結果具有較好的吻合度,同時短磁路運行和長磁路運行下磁鏈有明顯的差異,從而證明了不同繞組連接方式對偶數(shù)相SRM的電磁性能有明顯的影響,與理論分析結果相符。

表2 磁鏈測量結果對比

圖13 磁鏈測量時驅動信號、電流和電壓波形

保證和仿真時相同的開通角、關斷角、給定轉速和負載轉矩,圖14(a)為樣機在磁路平衡控制時的運行波形,可以看出各相電流幅值對稱,有效說明所提磁路平衡控制策略能夠驅動樣機正常運行。同時樣機生成的電磁轉矩波形對稱,解決了單極性運行時長短磁路交替帶來的電磁轉矩峰值或者谷值過大的問題,進而驗證了理論推導和仿真分析的有效性,如圖14(b)所示。而在不同的運行轉速下,相比于單極性運行,樣機在所提磁路平衡控制策略的作用下,轉矩脈動平均降低5.63%以上,如圖15所示。

圖14 實驗波形

圖15 實驗條件下轉矩脈動對比

5 結 論

本文通過分析不同繞組連接方式下磁場的分布情況,揭示了偶數(shù)相開關磁阻電機磁路不平衡現(xiàn)象的產(chǎn)生機理。在此基礎上,提出了結合集成式功率變換器和雙極性勵磁的磁路平衡控制策略,并且進行了仿真分析和實驗驗證。結果表明所提磁路平衡控制策略具有以下優(yōu)點:1)采用集成式功率變換器驅動,平均每相功率器件數(shù)目由不對稱半橋功率變換器的4個降低到3個,減少了系統(tǒng)的成本,增強了系統(tǒng)的可靠性;2)所提磁路平衡控制策略實施簡單,無需復雜的參數(shù)調(diào)節(jié)和優(yōu)化過程,同時不影響后續(xù)采用直接轉矩控制或者間接轉矩控制進一步實現(xiàn)轉矩脈動的降低,具有良好的普適性;3)所提磁路平衡控制策略能夠有效改善偶數(shù)相開關磁阻電機的轉矩輸出能力,不采用任何優(yōu)化策略的情況下,轉矩脈動抑制效果增強5.63%以上。