LCL型并網逆變器電網電壓前饋控制策略研究

薛榮輝

(西安航空學院 電子工程學院,西安 710077)

0 引言

我國將在2030年實現碳達峰,2060年實現碳中和,從電力領域來看,新能源發電逐步替代常規能源發電是實現“雙碳”目標的重要途徑之一[1-2]。

近年來,雖然風能和太陽能發電占比逐漸提高[3-4],但是風能和太陽能發電具有間歇性的特點,產生的電力不能直接滿足負載的要求,需通過電力電子裝置進行控制變換。此外,隨著科技的發展,對電力電子裝置的要求也越來越高。為減少并網電流諧波污染電網,達到并網要求,一般并網逆變器采用濾波器進行濾波。盡管LCL型濾波器性能優于L型濾波器,但在頻率響應時會出現諧振尖峰導致諧振頻率也跟著發生跳變,若不加入有效阻尼就會導致并網逆變器的輸出產生振蕩使系統不穩定[5]。

為減輕電網電壓產生的諧波對并網電流的影響,通常采用LCL型濾波器。一般情況下,該型濾波器對電網產生的諧波抑制能力還有待提高。文獻[6]研究表明,采用電容電流反饋有源阻尼可以有效抑制濾波器的諧振尖峰。

隨著并網功率的提高,單臺逆變器不能滿足要求,需多臺逆變器并聯運行,導致電網呈現弱電網特性,電網阻抗對系統產生影響[7]。文獻[8]提出改進型電網電壓前饋控制,采用微分近似控制器代替全前饋的微分項,解決部分前饋誤差。文獻[9]在電壓前饋通道中串聯相角補償函數來解決相位偏移問題,采用基于虛擬電感的電網電壓前饋控制來提高系統對弱電網的適應能力。本文借鑒前述工作,引入電容電流有源阻尼,采用電容電流反饋有源阻尼控制,利用電網電壓前饋控制策略,分析電壓前饋和電容有源阻尼系數對并網電流的影響,建立仿真模型進行分析。

1 單相并網逆變器模型

圖1所示為LCL型單相并網逆變器主電路拓撲結構,圖中:Vin為直流側輸入電壓;Vinv為逆變器輸出電壓;i1為逆變器輸出電流;ic為電容支路電流;i2為并網電流;Hi1為電容電流反饋系數;Hi2為電網電流反饋系數;Hv為電網電壓反饋系數;L1表示逆變器側電感;C為濾波電容;L2為并網側的電感。通過PLL鎖相環產生跟蹤電網電壓Vg相位,得到相位θ,構成并網電流的有效指令。在控制電路中,Gi(s)為電流調節器,采用PI調節器。

圖1 單相LCL型并網逆變器拓撲結構

電容電流反饋的有源阻尼數學模型控制框圖如圖2所示,根據參考文獻[6]對圖2數學模型進行變換得到圖3所示。

圖2 采用電容電流反饋有源阻尼數學模型框圖

圖3 數學模型等效變化過程

圖3為數學模型等效變化過程。通過比較點和交叉點移動等效變換得到圖3(c),由此可得傳遞函數(式(1)和(2))。

(1)

(2)

Gx2(s)=

(3)

(4)

環路增益的表達式為:

TA(s)=Gx1(s)Gx2(s)Hi2

(5)

并網電流i2(s)的表達式為:

=i21(s)+i22(s)

(6)

式(1)～(6)中KPWM為逆變器傳遞函數;Hi1為電容電流反饋系數;Hi2為電網電流反饋系數;Hv為電網電壓反饋系數;Gi(s)為電流調節器;ZL1(s)、ZL2(s)、Zc(s)分別表示電感L1、L2、電容C的阻抗;i21(s)為并網電流指令跟蹤分量;i22(s)為電網電壓引起的并網電流擾動分量。

由式(6)可知,并網電流i2由穩態分量和電網電壓引起的擾動分量構成。當電網電壓存在背景諧波時,并網電流i2畸變現象是因為隨著擾動分量所占比例的增加而改變的,所以可通過電網電壓前饋控制降低擾動分量,提高并網電流質量。

2 電網電壓前饋控制

由圖3可知,在并網逆變器的輸出端口處并聯了一個大小相同的Gx2(s)/(1+TA(s))導納,可以完全的抑制Vg(s)對并網電流i2(s)產生的干擾。等效于在電網電壓的擾動Vg處與并網電流i2之間引入一條正向通道傳遞函數為Gx2(s)的支路,如圖4所示。

圖4 電網電壓全前饋框圖

將圖4進一步等效變化,得到圖5,再將擾動分量Vg的前饋相加點從Gx2(s)的輸出端向前移動到Gx1(s)的輸出端處,并在此處添加一個反饋點,依據自控前饋點前移的原理改變其前饋函數,等效變換如圖6(a)所示,等效變換后的結構如圖6(b)所示。

圖5 電網電壓全前饋等效變化框圖

圖6 全前饋等效變換框圖

由圖5和6得到電網電壓前饋傳遞函數Gff(s)[10]

(7)

式中:1/KPWM為比例項;CHi1s為一次微分項;(L1C/KPWM)s2為二次微分項[6]。

3 非理想條件下電網電壓前饋

3.1 比例前饋函數項

將s=j2πf代入式(4),可得

Gff_P(j2πf)+Gff_d(j2πf)+Gff_dd(j2πf)

(8)

由式(8)得其中全前饋的比例項為

(9)

當選取全前饋函數Gff(j2πf)的幅值為基準時,得到的誤差E1(j2πf)的幅值標幺值用E1(P,u)表示,其表達式為

(10)

當E1(P,u)(f)<0.1時,根據式(6)可以求出fp1≈181 Hz。電網電壓前饋函數當只有比例項時可以抑制3次諧波以下,此時的諧波抑制能力與全前饋抑制能力相當。

3.2 比例+一次微分前饋函數項

只采用比例前饋加一次微分時,產生誤差用E2(j2πf)表示,產生誤差E2(j2πf)的幅值標幺值E2(P,u)的表達式為

(11)

當E2(P,u)(f)<0.1時,根據式(7)可以求出fp2≈641 Hz。當含有13次以下諧波時,采用比例加一次微分前饋項可以達到諧波抑制,且與全前饋的抑制能力相似。但當存在的諧波數量超過13次時,無法抑制諧波。采用全前饋可以使幅值標幺值為0,因此,采用全前饋函數可以完全有效消除電網電壓包含50次以下諧波對并網電流的影響[11]。

4 仿真驗證

為了驗證前饋控制策略的可行性,在MATLAB/Simulink平臺搭建仿真模型,仿真條件如表1所示。

表1 電網電壓前饋仿真參數

4.1 電網電壓比例前饋

強電網忽略電網阻抗(Lg=0),建立圖7所示的單相LCL型并網逆變器MATLAB/Simulink仿真模型圖。

圖7 單相LCL并網逆變器全前饋仿真模型

采用電容電流有源阻尼反饋,電網電流反饋,電網電壓經PLL鎖相環得到電網電流給定電流,電網電壓前饋環節包括比例前饋、一次微分前饋、全前饋三部分,對不同的方法進行多次的仿真與比較分析。

通過0.02 s在電網電壓注入10%的3次諧波,驗證比例前饋作用。圖8所示為計算所得電網電壓加入3次諧波各前饋環節并網電流。

圖8 電網電壓加入3次諧波各前饋環節并網電流

由圖8(a)～(d)四張波形對比,并網電流波形相似,通過THD分析,無前饋時ig畸變率是5.37%,比例前饋、比例+一次前饋、全前饋時ig畸變率是2.30%左右,滿足并網要求。所以當電網含有3次諧波時,通過引入比例前饋可以實現消除電網電壓帶來的諧波。

4.2 電網電壓比例+一次微分前饋

通過0.02 s在電網電壓注入10%的3、5、7、9次諧波,5%的11、13次諧波,驗證比例+一次微分前饋作用。圖9所示為計算所得電網電壓加入13次諧波各前饋環節并網電流。

圖9 電網電壓加入13次以下諧波各前饋環節并網電流

由圖9(a)～(d)四張波形對比,從圖(a)可以看出無前饋時并網電流畸變嚴重,THD為25%,加入比例前饋ig畸變率是6.53%,加入比例+一次前饋ig畸變率是2.77%、全前饋時ig畸變率是2.42%,所以當電網含有13次以下諧波時,通過引入比例+一次微分前饋可以實現消除電網電壓帶來的諧波。

4.3 電網電壓全前饋

通過0.02 s在電網電壓注入10%的3、5、7和9次諧波,5%的11、13、15、17和19次諧波,3%的21、23、25、27、29、31和33次諧波驗證全前饋作用。圖10所示為計算所得電網電壓加入33次諧波各前饋環節并網電流。

圖10 電網電壓加入33次以下諧波并網電流

由圖10(a)～(d)四張波形對比,從圖(a)可以看出無前饋時并網電流畸變嚴重,THD為37.52%,加入比例前饋ig畸變率是21.35%,加入比例+一次前饋ig畸變率是10.73%、全前饋時ig畸變率是2.59%,所以當電網含有33次以下諧波時,通過引入全前饋可以實現消除電網電壓帶來的諧波問題。

5 結論

本文研究了并網逆變器電網電壓前饋控制。首先,建立LCL并網逆變器數學模型。其次,依據電網電壓對并網電流產生干擾的現象對有源阻尼數學模型圖進行框圖等效變化。最后,提出電網電壓全前饋方法是為了驗證理論分析并且可以完全有效地達到抑制電網電壓對并網電流產生影響的效果。通過MATLAB的Simulink對此次實驗進行仿真運行,所得結論如下:

(1)若諧波次數為3次時,比例前饋可以有效地抑制對并網電流產生的干擾現象;

(2)若諧波次數為13次以內時,比例加一次微分前饋可以抑制對并網電流的影響;

(3)若諧波次數存在13次以上時,要想達到有效抑制干擾現象的效果只能采用電網電壓全前饋;

(4)諧波次數不同時都能不同程度地抑制電網電壓,但起到的作用各不相同。