一種半橋LLC 高壓電源設(shè)計與實現(xiàn)

劉期輝，高文雷，劉銀川，郝保良，陳銀杏

（中國電子科技集團公司第十二研究所，北京 100015）

0 引言

隨著移動互聯(lián)網(wǎng)的普及，通過無線通信傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量正快速上漲，對數(shù)據(jù)傳輸速率的要求也隨之提高。毫米波能提供足夠的帶寬和傳輸速率，但其缺點是在大氣中傳輸衰減快、傳輸距離短。若要保證在大范圍內(nèi)的穩(wěn)定毫米波通信，需要輸出功率數(shù)為十瓦至上百瓦的發(fā)射機[1]。同時毫米波頻段的大規(guī)模應(yīng)用也面臨著諸多難題，能耗是極具挑戰(zhàn)的難題之一。固態(tài)器件需要通過多級合成[2]才能實現(xiàn)大功率輸出，但這也導(dǎo)致了大功率固態(tài)發(fā)射機效率較低和體積較大。

行波管高壓電源是微波功率模塊核心組成部分之一，行波管高壓電源的性能直接決定著發(fā)射機整體的工作穩(wěn)定度、壽命和效率等關(guān)鍵指標[3?4]。目前300 W 以內(nèi)，行波管高壓電源效率普遍在85%～92%，其技術(shù)水平制約著MPM 進一步向高效率發(fā)展[5]。尤其在基站通信、衛(wèi)星通信等對體積有嚴格要求的應(yīng)用場景中，其高壓電源轉(zhuǎn)換效率的提升對減小模塊散熱壓力、提高可靠性和節(jié)約成本有著重要的工程意義。為了提高開關(guān)電源的效率，普遍采用軟開關(guān)技術(shù)[6?8]。具有軟開關(guān)能力和優(yōu)良高頻特性以及動態(tài)特性的LLC 諧振變換器越來越受到重視[9?13]，其相對于全橋變換器體積更小，適用于百瓦級中小功率的應(yīng)用。本文針對行波管高壓電源工程應(yīng)用的需求開展了高效率研究，通過理論分析了軟開關(guān)實現(xiàn)條件、仿真優(yōu)化LLC 電路參數(shù)；并在器件選型和電感、變壓器設(shè)計上進行了進一步優(yōu)化，使得電源效率得到了進一步提升；最后制作的原理樣機的輸出電壓為-3 000 V，滿載輸出功率為300 W，峰值效率為97.5%。

1 高壓電源總體結(jié)構(gòu)

高壓電源包括逆變電路、諧振電路、倍壓整流電路和反饋控制電路，其結(jié)構(gòu)如圖1 所示。此電源可用于高輸出電壓低電流工況，系統(tǒng)輸入電壓為DC 270 V，輸出電壓為DC-3 000 V，輸出功率為300 W。主控芯片為MC33066，場效應(yīng)管驅(qū)動芯片為UCC21540。

圖1 高壓電源總體結(jié)構(gòu)

2 電路參數(shù)設(shè)計

如圖2 所示，LLC 諧振變換器有3 個諧振元器件，分別是諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器初級勵磁電感Lm。

圖2 半橋LLC 諧振變換器

設(shè)f0為勵磁電感Lm不參與諧振時的諧振頻率，fm是Lm參與諧振時的諧振頻率，公式如下：

使用開關(guān)頻率fsw作為區(qū)分，可得到LLC 諧振變換器的三種工作模式，分別是fsw＞f0、fsw=f0和fm＜fsw＜f0。半橋LLC 諧振變換器的工作流程在多數(shù)相關(guān)文獻中都有提及，本文不再贅述。

2.1 軟開關(guān)實現(xiàn)條件

半橋LLC 諧振變換器可以實現(xiàn)逆變電路場效應(yīng)管的零電壓開啟，其零電壓開啟過程如圖3 所示。在場效應(yīng)管Q1關(guān)斷后，電路進入死區(qū)時間，諧振電流Ir切換至場效應(yīng)管Q2的漏源電容通道，進而導(dǎo)致漏源電容放電，直至漏源電壓下降至0。隨后電流切換至場效應(yīng)管Q2的二極管通道，在忽略二極管壓降的前提下，在場效應(yīng)管導(dǎo)通前漏源電源將保持為0。上述電流通道切換完成的條件之一就是諧振電流的相位必須落后于逆變電路的輸出電壓。

圖3 場效應(yīng)管零電壓開啟過程

為了量化這種相位差，需要對圖2 所示的電路進行等效簡化。可以將直流電源和場效應(yīng)管等效為一個方波源，令其為ViS，再將變壓器副邊的負載等效到原邊，令其為Re，得到如圖3 所示的非線性電路模型。由于開關(guān)電源工作在諧振頻率附近，所以一般忽略所有高次諧波，使用方波的基波進行近似，這就是一次諧波近似法（First Harmonic Approximation,FHA）。進行一次諧波近似后，可以將圖4 所示的方波非線性電路模型簡化為圖5 所示的正弦波線性電路模型。

圖4 方波非線性電路模型

圖5 正弦波線性電路模型

設(shè)圖5 中電路的輸入阻抗為Zin，則有：

式中：阻抗角φ(fsw)是fsw的函數(shù)，φ＞0 時阻抗呈現(xiàn)感性，φ=0時阻抗呈現(xiàn)阻性，φ＜0時阻抗呈現(xiàn)容性。φ=0時對應(yīng)的開關(guān)頻率就是感性阻抗和容性阻抗的分界線，而此時開關(guān)頻率大于峰值增益對應(yīng)的開關(guān)頻率，小于電路的諧振頻率。

設(shè)圖5 電路中的輸入電壓有效值為ViF，輸出電壓有效值為VoF，電路中的電壓增益為Mg，可以得到：

將式（5）所示的增益曲線族的峰值點相連，就得到了電路軟開關(guān)工作區(qū)域的分界線，如圖6 所示。只要電路正常工作時的開關(guān)頻率大于輸入阻抗角為0 的開關(guān)頻率，就可實現(xiàn)場效應(yīng)管的零電壓開啟。

圖6 Ln=10 工作區(qū)域分界

2.2 電路參數(shù)計算

假設(shè)圖3 中電路的輸入方波幅值為ViS，其一階諧波為viF(t)；輸出方波幅值為VoS，其一階諧波為voF(t)，可以得到以下關(guān)系：

在圖2 所示的電路中，輸入電壓為VDC，輸出電壓為VO。設(shè)變壓器的匝比為n∶1，倍壓整流電路為N倍壓，則可以得到。將上述關(guān)系分別代入式（6）、式（7）中，可計算出viF(t)和voF(t)的有效值：

聯(lián)立式（8）、式（9）就可以建立起圖2 所示電路中輸入電壓VDC、輸出電壓VO之間的關(guān)系：

開關(guān)電源的開關(guān)頻率一般選取在100 kHz 附近，這是因為過低的開關(guān)頻率會使軟開關(guān)失去意義，同時增加變換器的體積，過高的開關(guān)頻率容易帶來各種EMI 問題。如圖6 所示，增大Qn值會使最大增益下降，進而無法滿足設(shè)計要求，所以一般選取Qn值為0～1。Ln值的選取受到變壓器磁芯的限制，必須保證磁芯不飽和。

行波管收集極需要穩(wěn)定的電壓，高壓電源的輸出一般保持不變，所以電路的增益由輸入電壓的波動決定。由式（11）可以計算電路所需的增益范圍，公式如下：

所需的電路最大增益應(yīng)小于諧振電路的峰值增益，最小增益應(yīng)大于諧振電路空載時的最小增益。在選取合適的Ln和Qn值后，就可以計算出諧振電路的所需參數(shù)：

最終結(jié)合以上條件限制與實際需求，計算得到：Lr=86 μH，Cr=54 nF，Lm=930 μH，滿載工作頻率范圍為85～115 kHz。

3 仿真優(yōu)化

為優(yōu)化前文半橋LLC 諧振變換器，使用仿真軟件對如圖7 所示的電路進行仿真。

圖7 高壓電源仿真電路

將變壓器的初級作為LLC 諧振電路的勵磁電感，圖8是仿真電路輸出電壓建立過程，輸出電壓為-3 000 V，驗證了前文計算的正確性。

圖8 高壓電源輸出電壓建立過程

變壓器的磁芯損耗是開關(guān)電源損耗的重要組成部分之一，若匝數(shù)設(shè)置不合理，將導(dǎo)致變壓器發(fā)熱嚴重，整體效率急劇下降。本文設(shè)計中選取的磁芯型號為TDK公司的PQ35?35?3C95，通過觀察變壓器的磁滯回線可以判斷變壓器是否工作在合理的區(qū)間，但是在實踐中很難直接測定變壓器的磁滯回線，而通過仿真快速測定磁滯回線可以輔助設(shè)計變壓器。圖9a）～圖9c）分別對應(yīng)變壓器初級匝數(shù)5、10 和15，匝比不變時隨初級匝數(shù)上升，變壓器磁滯回線中磁場強度H逐漸下降。

圖9 變壓器磁滯回線

綜上，通過仿真軟件可以計算出變壓器的磁芯損耗，分別是25.6 W、9.5 W、4.5 W。雖然再增加線圈匝數(shù)可以進一步降低磁芯損耗，但是實際變壓器匝數(shù)過多會導(dǎo)致阻抗過大甚至在高頻時呈現(xiàn)容性，所以最終選取變壓器初級匝數(shù)為15，次級匝數(shù)為84。為了降低變壓器分布參數(shù)造成的不良影響，變壓器采用分層繞制的方法，即次級繞組分成三層，初級繞組分成兩層，各層交替繞制并使用絕緣膜進行絕緣。

死區(qū)時間的設(shè)置直接影響場效應(yīng)管是否能實現(xiàn)零電壓開啟，一般可通過對主控芯片外圍電路的設(shè)計確定。可以通過計算機仿真對比不同死區(qū)時間條件下的電路工作情況，從而選取合適長度的死區(qū)時間。如圖10a）所示，此時死區(qū)時間為150 ns，場效應(yīng)管開關(guān)時有正向非零電壓和電流交叉，造成了開關(guān)損耗。如圖10b）所示，此時死區(qū)時間為500 ns，場效應(yīng)管開啟時沒有正向非零電壓和電流交叉，關(guān)閉時僅有短時交叉，實現(xiàn)了零電壓開啟。

圖10 不同死區(qū)時間下的場效應(yīng)管導(dǎo)通波形

如圖10c）所示，此時死區(qū)時間為1 000 ns，場效應(yīng)管開關(guān)時不僅有正向非零電壓電流交叉，而且出現(xiàn)了額外的觸發(fā)，無法正常工作。此時仿真軟件可以計算出單只場效應(yīng)管的損耗，分別是2 W、0.2 W 和3 W，所以死區(qū)時間應(yīng)選取為500 ns。

4 實驗結(jié)果

為驗證以上計算和仿真優(yōu)化的有效性，制作了一臺高壓電源樣機。圖11 是場效應(yīng)管導(dǎo)通時的漏源電壓電流波形，電流為并聯(lián)兩管的總電流，可以看到其開啟時電壓為零，關(guān)斷時正向非零電壓和電流僅有短時交叉，實現(xiàn)了零電壓開啟，這與圖9b）中仿真結(jié)果一致。

圖11 實測場效應(yīng)管導(dǎo)通波形

圖12 是高壓電源的輸入電壓?效率曲線，在維持輸出電壓-3 000 V 和負載300 W 不變的情況下測得。由圖可知，該電源的峰值效率為97.5%，在245～300 V 輸入電壓范圍內(nèi)的效率大于96%。實驗結(jié)果表明，高壓電源實現(xiàn)了較高的效率，證明了本文的理論計算和仿真優(yōu)化的有效性。

圖12 高壓電源效率曲線

5 結(jié)論

本文介紹了一種可用于微波功率模塊的高壓電源，采用了半橋LLC 諧振變換器作為主要結(jié)構(gòu)。通過理論分析和計算機仿真對電路進行優(yōu)化，降低了場效應(yīng)管和變壓器的損耗，實現(xiàn)了高壓電源在寬輸入電壓范圍內(nèi)的高效率，最終制作了一臺高效率原理樣機，驗證了設(shè)計的合理性。高效率高壓電源的研發(fā)可以促進微波功率模塊整體的高效化、小型化，對于擴大行波管的應(yīng)用領(lǐng)域具有一定的工程意義。文中針對半橋LLC 諧振變換器的優(yōu)化過程具有一般性，可以為行波管高壓電源的設(shè)計提供指導(dǎo)，為下一步研發(fā)微波功率模塊集成電源打下基礎(chǔ)。