基于GaN的艦載雷達高頻微波放大器設計

李 楠,李 燕,張小玲

(中航工業雷華電子技術研究所,江蘇 無錫 214100)

0 引 言

目前,氮化鎵技術在世界范圍內發展迅速,特別是在軍事領域,主要原因是它能拓寬雷達的可使用范圍并提升主動電子掃描陣列(AESA)型雷達的生產技術。發射/接收模塊(TRM)是具有散射結構的雷達基本元件[1-2]。然而,功率放大器是TRM的關鍵和最耗能的部件。因此,提高功率放大器的效率,并將其他參數保持在足以獲得雷達信號的水平是非常重要的。該目標的實現對于降低平均功耗和減小TRM的封裝尺寸以及簡化冷卻系統都具有重要意義。此外,由于TRM的橫向尺寸不應超過半波長,例如,對于X波段,橫向尺寸約為15 mm,即相鄰模塊中心之間的距離為15 mm,因此雷達冷卻系統對于在較高頻率范圍(C波段以上)工作的系統來說可能具有挑戰性。如此大的TRM封裝需要非常有效的冷卻系統將雷達溫度保持在足夠低的水平。目前,TRM中使用的功率放大器典型效率不超過35%,它主要取決于帶寬,而不是載波頻率[3]。

雷達功率放大器設計的一個重要環節是將波形失真控制在可接受范圍內,以防影響目標檢測和識別的質量。有幾種方法允許放大器在其壓縮區域中工作,而不會對輸出波形產生失真影響[4]。例如脈沖整形,以適當的方式改變波形因最小化放大器引入的失真。然而,這種方法會導致與波形相關的限制,從而導致雷達參數惡化。標準廣播放大器中使用的線性化技術,如數字預失真(DPD)或包絡跟蹤(ET),由于雷達系統的寬帶寬(在現代雷達中高達1 GHz),在雷達中未廣泛使用[5]。因此,專門用于放大復雜雷達波形的功率放大器的設計方法至關重要,也完全合理。它可以歸結為在最小化波形失真的同時獲得盡可能好的功率附加效率(PAE)。為了實現這一目標,不僅應使用匹配網絡實現最佳源阻抗和負載阻抗,還應修改晶體管結構的拓撲結構。晶體管拓撲中的干擾可能基于輸入和輸出晶體管電容的優化或內部匹配電路的修改。

本文從典型帶寬和脈沖帶寬2個方面介紹了雷達波形的特性,然后介紹了功率放大器阻抗設計的具體設計方法,并改進了Steve Cripps負載線方法,還給出GaN為核心的硬件參考設計,最后進行時域和頻域模擬。

1 雷達波形特性

雷達波形主要由稱為脈沖串的不同長度脈沖的特定序列組成。線性調頻(LFM)信號波形是一種常見的雷達波形。典型的帶寬在5～10 MHz之間,載波頻率為核心頻帶頻率或噪聲信號。脈沖帶寬高達1 GHz的寬帶信號也被用作雷達波形。圖1顯示了一個雷達波形示例,即載波頻率為9 GHz的脈沖線性調頻,Δf=1 GHz。移動目標探測(MTD)如圖2所示。這是一個由8個脈沖組成的系列,每個脈沖的持續時間為50 μs,暫停時間為200 μs;6個脈沖的脈沖持續時間為100 μs,暫停時間為400 μs;4個脈沖的持續期為200 μs,暫停時間為800 μs,載波頻率f0=9.5 GHz[6]。

圖1 典型雷達波形圖

圖2 移動目標探測圖

近年來,雷達波形變得更加復雜。最常見的是,不僅相位調制,而且脈沖期間的包絡調制都被用作典型的雷達波形。這對雷達放大器的參數提出了額外的要求,涉及飽和區域中的晶體管操作和幅度調制(AM)到相位調制(PM)轉換的水平。

2 基于GaN的功率放大器設計

2.1 功率放大器阻抗設計

目前,微波功率放大器的設計是基于實現最佳負載阻抗,以獲得所需的輸出功率,同時滿足電路的線性和效率要求。通常,放大器設計之前是晶體管的DC I-V特性和S矩陣測量,然后根據需要對該元件進行小信號或大信號建模。如今,許多制造商提供晶體管的非線性模型,這大大簡化了設計過程。如果供應商模型不準確或不可用,最方便的方法是使用小信號方法來確定放大器的初始結構。應該注意的是,該方法假設晶體管的線性或準線性操作,并且不給出關于非線性失真的信息。因此,使用這種方法設計的放大器必須在實際工作條件下進行實驗驗證和調諧。通過這種方式,很容易繞過復雜的、通常充滿大誤差的負載/源牽引測量,特別是應考慮后續諧波的負載。基于改進的Steve Cripps負載線方法的設計[7],如圖3所示,用于確定最大輸出功率的最佳負載阻抗ZL。

圖3 最優阻抗匹配圖

(1)

(2)

ZL=Ropt-jXout

(3)

式中：Ropt為最優電阻;Pmax為最優電阻對應的最大功率;Xout為系統輸出的固有阻抗。

由于在晶體管模型的輸出端有一個由Rds和Cds組成的并聯電路,為了實現最大功率,必須滿足導納條件。

2.2 基于GaN的硬件設計

使用Qorvo TGF2023-2-02裸片晶體管,在RO4003C襯底(ε=3.38,h=0.02 mm,T=17 μm)上設計了在9～10 GHz頻率范圍內工作的AB級功率放大器。假設以下要求：輸入回波損耗S11<-10 dB,輸出功率電平Pout>9 W,PAE至少為55%,電路無條件穩定。為了計算放大器的初始結構,采用了圖2所示的設計程序。隨后,使用Modelitics?提供的大信號模型進行諧波平衡模擬,并計算放大器的基頻和后續諧波特性以及AM-AM和AM-PM失真水平。小信號增益S21和輸入回波損耗S11以及放大器的硬件走線示意圖分別如圖4和圖5所示。

圖4 增益與輸入回波損耗的關系

圖5 放大器硬件走線示意圖

放大器的傳輸特性,即9～10 GHz頻率范圍內的輸出功率Pout和增益G,如圖6所示。

圖6 放大器在9 GHz、9.5 GHz和10 GHz下的傳輸特性

f=9.5 GHz的最大輸出功率電平等于39.5 dBm(9 W),在靜態偏置點Uds=28 V和IDQ=125 mA(AB類)的最大PAE為57%。使用第3節中描述的設計方法所獲得的結果是令人滿意的。然而,這種方法不能給出關于輸出波形失真的全部信息。現代AESA雷達使用的射頻(RF)脈沖序列隨著時間的推移而不規則,并引起與熱效應和俘獲效應相關的短期和長期記憶效應。因此,時域波形也應該針對不規則的RF脈沖串進行模擬,因為頻域中的模擬不能提供關于這種效應引起的失真的明確信息[8]。

此外,檢查在時域中觀察到的失真是否與在頻域中定義的失真一致是非常重要的,例如AM-AM和AM-PM轉換。此外,在X或更高波段工作的放大器輸出端的時域信號測量也很復雜,因此,放大器應該在時域中建模。

3 時域仿真分析

市場上可用的電路模擬器使時域模擬成為瞬態分析,該分析的結果是電流和電壓的時間過程。雖然只有集總元件的電路瞬態分析不是一個復雜的過程,但是色散、趨膚效應或介電損耗會顯著影響模擬電路的復雜性,包括分布式元件,如微帶線部分。這些限制主要是給定輸電線路模型的準確性和復雜性的結果。

在射頻電路模擬器中實現的微帶線模型由頻域方程描述。在時域模擬過程中,這些模型從頻域(例如通過Keysight高級設計系統(ADS)卷積引擎)轉換到時域。在大多數模擬器中,微帶線模型可以分析到fmax=200 GHz,其中fmax是分析的最大頻率。因此,需要限制分析范圍,以便在轉換過程中模擬器不能使用頻率高于fmax的模型。否則,可能會出現較大的模擬誤差[9]。

微波放大器的輸入輸出匹配網絡通常由多段微帶線組成,因此,第一步就對輸入匹配網絡進行了仿真,以檢查仿真本身引入的誤差。為此,ADS軟件中的微帶線模型由示例雷達波形激勵。由于分析頻率和適當參數選擇的限制,獲得了輸入匹配網絡本身引入的信號失真信息。這是關于由無源微波電路引起的失真參考信息。信號失真是由微帶線的插入損耗和時域模型的不精確性引起的。第2步使用36 dBm脈沖電源在時域中模擬完整的放大器電路。測試波形由在載波頻率f0=9.5 GHz下具有不同持續時間的脈沖組成。在最初的分析之后,于脈沖末端以及相移處注意到簡單的波紋。由于未考慮動態熱效應,因此未觀察到包絡線下降。2個通道溫度下放大器輸出端的測試波形如圖7所示。

圖7 測試放大器輸出端的2個通道溫度波形

4 結束語

本文簡要介紹了采用GaN HEMT晶體管的雷達功率放大器的有關問題。基于上述方法,設計了X波段功率放大器。放大器的測量結果如下：在57%的PAE下輸出功率大于38.8 dBm,在9～10 GHz頻率范圍內增益S21>11 dB。所獲得的結果和結論為進一步研究奠定了基礎,并試圖優化專門為雷達波形設計的功率放大器,以開發這種電路的設計方法。首先要開發電熱模型,考慮動態熱效應作為熱響應,該熱響應由對應于GaN HEMT的連續層的熱時間常數以及晶體管的熱瞬態阻抗來描述。下一個任務將涉及用于時間分析的GaN HEMT模型的開發。另一個重要問題是修改晶體管的拓撲結構。