一種低輸入電流總諧波畸變率的三相Buck整流器不對稱調制策略

曹海彬 許建平 謝 飛 周琛力 陳 欣

一種低輸入電流總諧波畸變率的三相Buck整流器不對稱調制策略

曹海彬 許建平 謝 飛 周琛力 陳 欣

（西南交通大學電氣工程學院磁浮技術與磁浮列車教育部重點實驗室 成都 610031）

傳統空間矢量脈寬調制（SVPWM）三相Buck整流器沒有考慮直流鏈電流紋波對輸入電流的影響，且在扇區切換點處輸入電流存在嚴重畸變，導致輸入電流總諧波畸變率（THD）升高。該文分析直流鏈電流紋波對三相Buck整流器輸入電流的影響，分析輸入電流扇區切換點畸變產生的原因，提出一種新型不對稱SVPWM策略，顯著降低了三相Buck整流器的輸入電流THD。最后，通過仿真和1 kW的實驗樣機驗證了理論分析的正確性以及所提調制策略的有效性。

三相Buck整流器 直流鏈電流紋波 輸入電流畸變 不對稱調制策略

0 引言

三相整流器主要分為三相Boost整流器和三相Buck整流器[1-4]。相較于三相Boost整流器，三相Buck整流器具有固有的啟動浪涌電流抑制能力和短路保護能力，可靠性較高，易于并聯[5-6]，可實現單級降壓整流，因此，三相Buck整流器廣泛應用在多電飛機[7-8]、電動汽車[9-10]以及地面數據中 心[11-12]等場合。

輸入電流總諧波畸變率（Total Harmonic Dis- tortion, THD）是三相Buck整流器的重要性能指標，它主要由整流器電路拓撲以及調制和控制技術決定。在控制技術及拓撲結構方面，對輸入電流THD的研究主要集中在輸入濾波器振蕩、三相輸入不平衡以及共模電流干擾等工況。文獻[13]通過引入電容電壓反饋有源阻尼控制環路，明顯降低了輸入濾波器振蕩帶來的網側電流畸變。在文獻[13]的基礎上，文獻[14]通過在內環引入直流側電感電流反饋以及阻尼因子，進一步改善了網側LC諧振帶來的輸入電流畸變。文獻[15]提出了一種新型三相不平衡控制策略，利用三相Buck整流器的傳遞矩陣模型有效降低了不平衡條件下三相輸入電流THD。文獻[16]提出一種新穎的三相Buck整流器拓撲，通過分析高功率密度整流器的共模電流對輸入電流的影響，提出一種針對三相Buck整流器的共模濾波器，明顯削弱了共模電流對輸入電流THD的影響。

三相Buck整流器輸入電流THD除受控制技術及拓撲結構的影響，還與調制策略有關，因此，研究三相Buck整流器的調制策略以優化輸入電流THD具有重要意義。目前主要的調制策略有特定諧波消除法、梯形脈寬調制策略、正弦脈寬調制策略以及空間矢量脈寬調制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）策略，SVPWM策略的應用最為廣泛[17]。文獻[18]提出一種最優開關損耗調制策略，在保證高效率的同時，消除了三相橋臂全部導通時開關狀態所引起的輸入電流畸變。文獻[19]提出了一種適用于斷續導通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）和連續導通模式（Con- tinuous Conduction Mode, CCM）的有效矢量占空比計算方法，有效解決了DCM三相Buck整流器的輸入電流畸變，并且不存在DCM和CCM占空比計算方法的切換。文獻[20-21]通過對有效矢量進行切分，降低直流鏈電流紋波，達到優化輸入電流THD的效果。

然而，上述SVPWM均將直流鏈電流假設為恒定值，然后進行有效矢量作用時間的計算，忽略了直流鏈電流紋波對輸入電流的影響。在實際應用中，為了提高動態性能和功率密度，三相Buck整流器的輸出電感取值較小，這導致三相Buck整流器的直流鏈電流紋波較大，此時直流鏈電流紋波對輸入電流質量的影響愈發明顯。

此外，傳統SVPWM三相Buck整流器輸入電流存在嚴重的扇區切換點畸變，為了解決這一問題，可以增加扇區切換點處的開關頻率和對扇區切換點處的驅動信號脈寬進行單獨處理[22]，然而，這兩種方法都不能完全消除扇區切換點畸變。

本文首先通過各矢量作用時三相橋臂的輸入電流，分析了直流鏈電流紋波對輸入電流的影響；然后通過扇區切換點處的驅動信號過渡過程分析了輸入電流扇區切換點畸變產生的原因；最后提出了一種新型的不對稱SVPWM策略，在考慮直流鏈電流紋波對輸入電流影響的基礎上，消除了扇區切換點畸變，顯著降低了輸入電流THD。本文通過仿真和實驗驗證了所提出不對稱調制策略的正確性。

1 傳統SVPWM

圖1給出了三相六開關Buck整流器電路及其控制結構，三相六開關Buck整流器主要由輸入濾波器L和C（=a, b, c）、六個橋臂、一個續流二極管VDF以及輸出濾波器組成。圖1中，每個橋臂都由一個MOSFET Q和一個二極管VD（=1, …, 6）串聯構成。v和i分別為三相輸入電壓和輸入電流，s_x為三相橋臂的輸入電流，dc為直流鏈電流，o為輸出電壓。控制結構采用間接電流控制，調制波由輸入電壓經計算得到，驅動信號占空比與輸入電壓成正比。

圖1 三相Buck整流器主拓撲

圖2給出了SVPWM的十二扇區劃分方法，它由傳統六扇區調制的每個扇區均等分為兩個部分所得到，可以在不改變開關頻率的情況下，明顯提升三相Buck整流器的效率[23]。根據六個橋臂的開關狀態形成十種三相Buck整流器工作狀態，對應SVPWM的十種空間矢量1～10，其中1～6為有效矢量，7～10為零矢量，10對應的工作狀態為橋臂中所有開關器件關斷。為目標矢量ref與a軸的夾角，下面稱為矢量角。每個有效矢量作用時，都對應一個特定的續流二極管兩端電壓pn；每個零矢量作用時，續流二極管兩端電壓為零。具體的空間矢量與pn的對應關系見表1。

圖2 十二扇區空間矢量

表1 空間矢量與對應的開關狀態

Tab.1 Space vectors and corresponding switching states

與空間劃分的扇區相對應，傳統SVPWM也將一個輸入周期分成12個扇區，以A相電壓達到正的峰值為扇區1的起始點，每隔30°為一個扇區。輸入相電壓與扇區分布關系如圖3所示，圖3中，m為輸入相電壓的峰值。

圖4給出了四種應用于三相Buck整流器的傳統SVPWM，按驅動信號是否關于開關周期中心對稱，傳統SVPWM分為不對稱SVPWM和對稱SVPWM[23]，圖4a和圖4b是不對稱SVPWM，圖4c和圖4d是對稱SVPWM。

圖3 輸入相電壓與扇區分布

圖4 三相Buck整流器傳統SVPWM策略

2 直流鏈電流紋波對輸入電流質量的影響

2.1 三相Buck整流器工作狀態

圖5給出了扇區1的三種空間矢量1、2及8（或10）對應的三相Buck整流器工作狀態。

由圖5a可知，整流器工作在矢量1時，Q1和Q6導通，直流鏈電流從A相輸入濾波器流出，經開關器件Q1、直流鏈o、負載L以及開關器件Q6流回B相輸入濾波器。A相橋臂輸入電流s_a為直流鏈電流，B相橋臂輸入電流s_b為負的直流鏈電流，線電壓ab為續流二極管VDF兩端電壓。

圖5 扇區1內空間矢量對應的工作狀態

由圖5b可知，整流器工作在矢量2時，Q1和Q2導通，直流鏈電流從A相輸入濾波器流出，經開關器件Q1、直流鏈o、負載L以及開關器件Q2流回C相輸入濾波器。A相橋臂輸入電流s_a等于直流鏈電流，C相橋臂輸入電流s_c等于負的直流鏈電流，續流二極管VDF兩端電壓為輸入線電壓ac。

由圖5c可知，在零矢量作用期間，直流鏈電流經續流二極管續流，不流向輸入側，此時三相橋臂的輸入電流均為零，續流二極管VDF兩端電壓為0。

2.2 直流鏈電流紋波的計算

根據圖1所示三相Buck整流器拓撲可知，直流鏈電流變化量DI可以表示為

式中，o為直流側輸出電壓；o為輸出濾波電感；D為輸出濾波電感的充電或者放電時間。

在扇區1的一個開關周期內，有效矢量1、2以及零矢量的作用時長分別為

式中，s為開關周期；取值范圍為0～p/6；為調制度，其表達式為

三相線電壓的數學表達式為

由圖5可知，ab為矢量1對應的續流二極管兩端電壓pn1，ac為矢量2對應的續流二極管兩端電壓pn2，矢量8對應的續流二極管兩端電壓pn0為0。因此，扇區1中三種矢量對應的續流二極管兩端電壓pn可表示為

基于以上分析，扇區1中三種矢量對應的直流鏈電流的紋波部分DI1、DI2和DI0可分別表示為

由式（6）可知，開關頻率一定時，直流鏈電流紋波與調制度、矢量角和輸出濾波電感o有關。

2.3 直流鏈電流紋波對輸入電流質量的影響

為了保證直流鏈電流的唯一性，假設在扇區1僅空間矢量2作用期間續流二極管兩端電壓pn大于輸出電壓。結合第2.1節的三相Buck整流器工作狀態和式（6），可以得到一個開關周期內不對稱調制1和對稱調制1的直流鏈電流波形以及三相橋臂的輸入電流，如圖6和圖7所示。

圖6給出了扇區1中不對稱調制1對應三相橋臂的輸入電流波形。圖6中，dc_a為直流鏈電流平均值，s_a、s_b和s_c中深色陰影部分為其平均等效電流。由圖6可知，在一個開關周期內，s_a和s_b的平均等效電流幅值大于直流鏈電流平均值，其中s_b的平均等效電流最大，s_c的平均等效電流幅值小于直流鏈電流平均值；三相橋臂輸入平均等效電流作用時長與橋臂驅動信號脈寬相等。因此，根據面積等效原理，三相橋臂的輸入平均等效電流與對應相占空比的比值不相等，即經輸入濾波器濾波后得到的三相輸入電流與對應相占空比的比值不相等，即與對應相輸入電壓的比值不相等，這勢必會造成輸入電流的畸變以及諧波含量的增加。在其他扇區中這一結論依然成立。

圖6 扇區1內不對稱調制1的三相橋臂輸入電流

圖7 扇區1內對稱調制1的三相橋臂輸入電流

同理可得，采用對稱調制1時，扇區1中三相橋臂的輸入電流波形，如圖7所示。由圖7可知，一個開關周期內，三相橋臂的輸入平均等效電流幅值等于直流鏈電流平均值，且橋臂輸入平均等效電流作用時長與對應相的驅動信號脈寬相等。因此，根據面積等效原理，經輸入濾波器濾波后得到的三相輸入電流與對應相占空比的比值相等，即與對應相輸入電壓的比值相等，輸入電流中的諧波含量較少。其他扇區中，這一結論依然成立。

不對稱調制2和對稱調制2可以按照相同的方法進行分析，并且擁有相似的分析結果：傳統不對稱調制三相Buck整流器的輸入電流含有較嚴重的諧波成分；而傳統對稱調制三相Buck整流器的輸入電流的諧波成分較少。

3 輸入電流扇區切換點畸變的原因分析

以扇區12和扇區1的切換點為例，進行輸入電流扇區切換點畸變的原因分析。圖8給出了扇區12和扇區1不對稱調制1的PWM序列。

圖8 不對稱調制1的PWM序列

文獻[22]給出了調制度的另外一種表達式為

式中，ph_peak為輸入相電流的峰值；o為輸出電流。在實際應用中，調制度應取一定裕度，即直流鏈電流的平均值始終大于輸入電流。

結合圖5和式（7），在扇區12和扇區1，矢量1、2和10作用時輸入濾波器中電流路徑如圖9所示。由圖9a可知，當矢量1作用時，輸入濾波電容a放電，a兩端電壓a下降，輸入濾波電感a兩端電壓a上升；輸入濾波電容b充電，b兩端電壓b上升，輸入濾波電感b兩端電壓b下降；輸入濾波電容c放電，c兩端電壓c下降，輸入濾波電感c兩端電壓c上升。

同理可得，矢量2作用時，輸入濾波電感a兩端電壓a上升，輸入濾波電感b兩端電壓b上升，輸入濾波電感c兩端電壓c下降。矢量10作用時，輸入濾波電感a兩端電壓a下降，輸入濾波電感b兩端電壓b上升，輸入濾波電感c兩端電壓c上升。

圖9 扇區1內空間矢量對應的輸入濾波器電流路徑

圖10給出了采用不對稱調制1的三相Buck整流器在扇區12和扇區1切換點處的輸入濾波電感電壓和電流。在扇區12和扇區1中，驅動信號即PWM序列不同，從扇區12切換到扇區1時，在切換點附近連續出現兩個矢量1。根據上面分析可知，矢量1作用時長的增加將導致B相輸入濾波電感電壓連續下降，在較長時間內為負電壓，輸入濾波電感電流b迅速減小，同理C相輸入濾波電感電流c迅速增大，形成畸變。在扇區切換點處PWM序列的改變不影響A相輸入濾波電感電壓va，A相輸入濾波電感電流a中沒有畸變。無論扇區更新點位于開關周期中心左側還是右側均會造成B相電感電流迅速下降和C相電感電流迅速上升，形成畸變。

圖10 傳統不對稱調制1在扇區切換點處的輸入濾波電感電壓和電流

假設扇區更新點在開關周期中心的左側，對稱調制1在扇區12和扇區1切換點處的輸入濾波電感電壓和電流波形如圖11所示。由圖11可知，在扇區切換點附近出現兩個相距較近的矢量2，導致B相輸入濾波電感電壓在較長時間內大于零，B相輸入濾波電感電流b迅速增大；C相輸入濾波電感電壓在較長時間內小于零，C相輸入濾波電感電流c迅速減小，形成畸變。與傳統不對稱調制1類似，A相輸入濾波電感電流a中沒有畸變產生。若扇區更新點位于開關周期中心右側，則在扇區切換點處出現兩個相距較近的矢量1，造成B相電感電流b迅速下降和C相電感電流c迅速上升，形成畸變。

圖11 傳統對稱調制1在扇區切換點處的輸入濾波電感電壓和電流

與不對稱調制1和對稱調制1相似，不對稱調制2和對稱調制2在扇區切換點也存在輸入電流畸變。因此，無論是傳統對稱調制還是傳統不對稱調制，三相Buck整流器的輸入電流中均存在扇區切換點畸變，導致輸入電流THD惡化。

4 一種新型不對稱調制策略

4.1 新型不對稱調制策略

本文提出一種新型的不對稱調制策略，該調制策略不僅考慮了直流鏈電流紋波對輸入電流質量的影響，還消除了傳統調制存在的扇區切換點畸變問題，改善了三相Buck整流器的輸入電流THD。

圖12給出了本文提出的調制策略在A相電壓大于零的六個扇區（扇區10、扇區11、扇區12、扇區1、扇區2和扇區3）的PWM序列。本文提出的不對稱調制策略將零矢量均等的分為兩個部分，并將其中一部分插入在兩個有效矢量中間。由圖12可知，在扇區10和扇區11，矢量的作用順序為：6—8—1—10—6；在扇區12和扇區1，矢量的作用順序為：2—7—1—10—2；在扇區2和扇區3，矢量的作用順序為：2—9—3—10—2。

圖12 提出的不對稱調制策略

A相電壓小于零的六個扇區（扇區4、扇區5、扇區6、扇區7、扇區8和扇區9）的矢量作用順序為：扇區4和扇區5（4—8—3—10—4）、扇區6和扇區7（4—7—5—10—4）、扇區8和扇區9（6—9—5—10—6）。

4.2 低諧波含量輸入電流

由2.2節分析可知，每個矢量都對應一個電感電流的上升量D。扇區1中有效矢量1對應的直流鏈電流上升量為D1、零矢量對應的直流鏈電流上升量為D0、有效矢量2對應的直流鏈電流上升量為D2。三相Buck整流器穩定工作時，一個開關周期內電感電流的起始值等于其結束值，則三種矢量對應的D之間滿足

圖13給出了本文提出的不對稱調制在扇區1的直流鏈電流波形，由圖13可知，從矢量2的中點到矢量1的中點，電感電流的上升量DT為

圖13 扇區1內提出的不對稱調制的直流鏈電流

結合式（8）和式（9）可知，電感電流的上升量DT=0，即矢量2和矢量1對應的電感電流平均值相等，且等于直流鏈電流平均值。

圖14給出了本文提出的不對稱調制在扇區1的三相橋臂輸入電流波形。由圖14可知，A相橋臂的輸入電流為矢量1和矢量2對應的電感電流之和，B相橋臂的輸入電流為矢量1對應的電感電流，C相橋臂的輸入電流為矢量2對應的電感電流。由上面的分析可知，三相橋臂輸入平均等效電流幅值均等于直流鏈電流平均值，并且輸入平均等效電流的時長等于對應的三相橋臂驅動信號的脈寬。因此，根據面積等效原理，三相橋臂輸入電流與對應相占空比的比值相等，即三相輸入電流與對應相輸入電壓的比值相等。在其他扇區中這一結論依然成立，因此，相較于傳統不對稱調制1，輸入電流中具有較少的諧波含量。

圖14 扇區1內提出的不對稱調制的三相橋臂輸入電流

4.3 輸入電流扇區切換點畸變的消除

在數字處理器中，扇區切換時，驅動信號從當前PWM序列強制轉換成下一個扇區的PWM序列。此時，如果兩個扇區的PWM序列不同，將導致偶扇區向奇扇區切換時，某個矢量在較短時間內連續作用，且每個矢量對應的輸入濾波電感電流變化情況是固定的。因此，某個矢量的連續作用意味著輸入濾波電感電流連續上升或者下降，形成輸入電流畸變。

在相鄰偶扇區和奇扇區，提出的不對稱調制策略的PWM序列一致，因此無論在開關周期內任何位置切換到下一個扇區，三相橋臂的驅動信號均能平滑過渡。

圖15給出了提出的不對稱調制在扇區12和扇區1切換點處的輸入濾波電感電壓和電流波形，由圖15可知，扇區的切換并不影響本文提出的不對稱PWM驅動波形，即三相輸入濾波電感電壓和電流波形平滑過渡。因此，三相輸入電流中沒有扇區切換點畸變。

圖15 提出的不對稱調制在扇區切換點處的輸入濾波電感電壓和電流

綜上所述，本文提出的調制策略既保留了傳統對稱調制輸入電流中諧波含量較低的優點，還消除了傳統調制存在的輸入電流扇區切換點畸變，進一步優化了三相輸入電流THD。

5 仿真與實驗驗證

5.1 仿真證明

為了驗證上面提到的理論分析，通過仿真軟件PSIM對傳統調制和本文提出的不對稱調制進行仿真驗證。主要電路參數見表2。

表2 主要電路參數

Tab.2 Main parameters of the circuit

由式（6）可知，直流鏈電流紋波只與輸入電壓、輸出電感、輸出電壓以及各矢量的作用時間有關，而與負載大小無關。因此，隨著輸出電流的增大，直流鏈電流紋波與直流鏈電流平均值的比值下降，直流鏈電流紋波對輸入電流質量的影響減弱。因此，仿真以50%負載進行。

圖16給出了50%負載條件下，采用傳統不對稱調制1的三相Buck整流器輸入電流以及扇區12和扇區1切換點處的驅動信號過渡過程。由圖16a可知，輸入電流THD=4.9%，三相輸入電流波形畸變嚴重，且在偶數扇區切換到奇數扇區的六處扇區切換點出現畸變。由圖16b可知，在扇區12切換扇區1處，兩個扇區的2連續作用，造成B相輸入電流迅速下降，C相輸入電流迅速上升，形成畸變。

圖17給出了采用傳統對稱調制1的三相輸入電流以及扇區12和扇區1切換點處的驅動信號過渡過程。由圖17a可知，相較于上面的傳統不對稱調制1，采用傳統對稱調制1的三相Buck整流器的輸入電流THD更優，僅為2.3%，但是依然存在六處扇區切換點畸變。由圖17b可知，在扇區12切換扇區1處，出現兩個相距較近的矢量2，造成B相輸入電流迅速上升，C相輸入電流迅速下降，形成畸變。

圖16 傳統不對稱調制1的仿真結果

圖17 傳統對稱調制1的仿真結果

圖18給出了采用本文提出的不對稱調制的三相Buck整流器的輸入電流以及扇區12和扇區1切換點處的驅動信號過渡過程。由圖18a和圖18b可知，輸入電流THD僅為1.7%，三相輸入電流正弦度高且扇區切換點處驅動波形平滑過渡，B相和C相輸入電流無畸變。

圖18 提出的不對稱調制的仿真結果

綜上所述，本文提出的不對稱調制不僅保留了傳統對稱調制輸入電流正弦度高的優點，還消除了扇區切換點畸變，進一步優化了輸入電流THD。

5.2 實驗驗證

為進一步驗證本文提出的調制策略的正確性和實用性，設計制作了一臺1 kW的三相Buck整流器實驗樣機，如圖19所示。實驗樣機主控芯片采用Microchip dsPIC33EP64GS505，主電路功率二極管采用IPD60R180P7，主電路功率MOSFET采用IDD08SG60CXTMA2。實驗中用到的實驗設備包括三相交流源、功率分析儀、示波器、多功能電能表等。

圖19 三相Buck整流器實驗平臺

圖20給出了半載（500 W）和滿載（1 000 W）情況下傳統不對稱調制1和傳統對稱調制1的三相Buck整流器輸入電流實驗結果。對比圖20a和圖20c，以及圖20b和圖20d可知，傳統不對稱調制1和傳統對稱調制1的三相Buck整流器的輸入電流在一個輸入周期內均在相同位置存在六處扇區切換點畸變。傳統不對稱調制1半載時輸入電流THD= 4.6%，滿載時為3.8%；而傳統對稱調制1半載時輸入電流THD=2.1%，滿載時為1.5%。因此，在半載和滿載下，傳統對稱調制1的輸入電流諧波含量較低。

圖20 傳統調制的輸入電流實驗結果

圖21給出了本文提出的不對稱調制三相Buck整流器的輸入電流實驗結果。由圖21a可知，三相輸入電流在一個輸入周期內不存在扇區切換點畸變，本文提出的不對稱調制在半載時輸入電流THD為1.7%，在滿載時的輸入電流THD僅為1.2%，輸入電流THD較傳統調制更優。

圖21 提出調制的輸入電流實驗結果

圖22給出了輕載時采用傳統調制和本文提出的不對稱調制策略的三相Buck整流器輸入電流的各次諧波成分的實驗結果。由圖22可知，相較于傳統調制策略，本文提出的不對稱調制策略在輕載時的輸入電流諧波含量明顯減小。

圖22 輸入電流諧波成分實驗結果

圖23給出了不同負載時采用傳統調制和提出的不對稱調制的三相Buck整流器的輸入電流THD實驗結果，由圖23可知，20%～100%額定負載范圍內本文提出調制的輸入電流THD均優于傳統 調制。

由圖16～圖18和圖20～圖23可知，實驗結果與仿真結果一致，進而驗證了本文分析結果的正確性。圖20和圖21證明了在全負載范圍內，相較于傳統調制策略，本文提出的不對稱調制顯著降低了輸入電流THD。

圖23 輸入電流THD實驗結果

6 結論

首先，本文通過分析三相Buck整流器的直流鏈電流紋波對輸入電流的影響，證明了傳統對稱調制相較于傳統不對稱調制擁有更優的輸入電流質量。其次，通過分析扇區切換點處的驅動信號波形過渡過程，解釋了傳統調制中存在的輸入電流扇區切換點畸變問題。最后，提出一種不對稱調制策略，該調制策略保留了傳統對稱調制輸入電流THD低的優點，并通過對PWM序列的優化排序，消除了存在于傳統調制的輸入電流扇區切換點畸變。因此，相較于傳統調制，提出的不對稱調制策略可以實現更優的輸入電流THD。仿真和實驗驗證了所提出調制策略的可行性和有效性。

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An Asymmetric Modulation Strategy for Three-Phase Buck Rectifier with Low Input Current Total Harmonic Distortion

（Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle Ministry of Education School of Electrical Engineering Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China）

The input current total harmonic distortion (THD) is an important performance indicator of a three-phase Buck rectifier, closely related to the modulation strategy. When calculating the dwell time of the vector in the previous research on space vector pulse-width modulation (SVPWM), the ripple of the DC-link current was ignored, i.e., it was considered a constant value. However, in practical applications, to improve dynamic performance and power density, the output inductor of the three-phase Buck rectifier takes a small value, which leads to a large DC-link current ripple. In this case, the impact of the DC-link current ripple on the input current becomes obvious. Secondly, the input current of the three-phase Buck rectifier with the conventional SVPWM modulation strategies has severe distortion during the sector transition. Therefore, this paper proposes a low input current THD modulation strategy, which considers the influence of DC-link current ripple on the input current quality and eliminates the input current distortion during the sector transition. Therefore, the input current THD is effectively reduced.

The impact of the DC-link current ripple on the input current is analyzed in this paper. Firstly, based on the operating states of the three-phase Buck rectifier in sector 1, the relationship between the input current of the three-phase bridge arm and the DC-link current is obtained. Secondly, the relationship between the input average equivalent current amplitude of the three-phase bridge legs is analyzed for different modulation strategies. Then, the amplitude relation between the input voltage and the corresponding input current is obtained. When the ripple of the DC-link current is large, the results show that the ratio of the three-phase input current to the corresponding input voltage is not equal to the conventional asymmetric modulation, which leads to a high harmonic content in the input current. For the conventional symmetric modulation, the ratio of the three-phase input current to the corresponding input voltage is equal, which means that the harmonic content of the input current is lower than the conventional asymmetric modulation.

In addition, the paper also analyzes the reason for the input current distortion during the sector transition of the conventional SVPWM modulation strategies. The relation between the three-phase input current and dc-link inductor current is given, the input inductor current of each vector is deduced, and the transition process of drive signals with different modulation strategies during the sector transition is given. The analysis shows that the input current of the conventional SVPWM modulation strategies has distortion during the sector transition.

A low input current THD modulation strategy is proposed. In this modulation scheme, the influence of the output inductor current ripple on the input current is considered, and the input current distortion during the sector transition is eliminated. The simulation results show that among the three modulations, the input current THD of the conventional asymmetric modulation is the highest (4.9%), and the input current THD of the conventional symmetric modulation is lower (2.3%) than that of the conventional asymmetric modulation. The input current THD of the proposed low input current THD modulation strategy is only 1.7% at half load and 1.2% at full load, respectively, which is the lowest among the three modulation strategies.

Three phase Buck rectifier, ripple of the DC-link current, input current distortion, asymmetric modulation strategy

國家自然基金資助項目（61733015）。

2023-01-18

2023-04-20

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230074

TM461

曹海彬 男，1999年生，碩士，研究方向為電力電子功率變換器的調制與控制方法。E-mail: Caohaibin@my.swjtu.edu.cn

許建平 男，1963年生，教授，博士生導師，研究方向為電力電子數字控制技術、開關電源新穎控制技術、再生能源發電技術、移動信息設備電源管理技術等研究。E-mail: jpxu-swjtu@163.com（通信作者）

（編輯 陳 誠）