基于無源電壓紋波注入的24脈航空交直流變換器

史艷博, 葛紅娟, 王永帥, 潘怡晨

(1.南京航空航天大學 民航學院, 江蘇 南京 211106; 2.南京航空航天大學 自動化學院, 江蘇 南京 211106)

深入探索和實踐多電飛機(more electrical aircraft, MEA)技術既符合“潔凈天空”和“綠色發展”的概念,也是降低運行和維修成本的方法之一[1]。多電飛機在起飛和降落工況下,交流電源系統頻率在360～800 Hz變化,在巡航階段交流電源頻率為400 Hz。不控AC/DC變換器,即變壓整流器(transformer rectifier unit, TRU)將115 V 360～800 Hz變頻交流電壓轉換成270 V 高壓直流,再通過逆變單元為環境控制系統(environmental control system, ECS)等大功率負載供電。由于功率大,負載變化和切換頻繁,TRU需要在交流電源的360～800 Hz全頻段,保持對電源電流諧波抑制性能[2-3],不會影響機載電能質量。

TRU的脈波數直接影響輸入電源側的電流諧波含量,采用多脈波整流技術改善輸入側電流諧波污染是機載電源質量提升的主要方法[4]。輸出濾波前,12脈TRU的輸入側電流諧波含量(total harmonic distortion,THD)為15.2%,24脈波TRU的THD為7.6%[4]。

提高TRU脈波數的方法主要有以下4種:1)增加TRU前端移相變壓器二次側超前移相繞組和滯后移相繞組的數量[5-6],會在一定程度上,引起移相變壓器結構對稱性失衡,引進非特征次諧波污染。2)增加IPR抽頭數[7-8],達到注入電壓紋波增加脈波數的目的,但IPR抽頭二極管與負載串聯,損耗較大,發熱影響可靠性。3)通過引進單相高頻(pulse width modulation, PWM)變換器有源輔助電路,通過調制策略抑制諧波[9-10],存在高頻電磁輻射污染的可能。4)基于輔助電路注入電壓紋波增加脈波數[11-13],目前基于該方法構建的無源輔助電路對負載動態變化的適應性較差,IPR容量大、繞組利用率較低[14]。

本文提出一種基于無源電壓紋波注入單元(passive voltage ripple injection unit,PVRI unit)的24脈波航空TRU,其PVRI單元僅使用2個二極管,結構簡單,系統容量更小。

1 拓撲結構與運行模態

本文提出的24脈波TRU拓撲結構如圖1所示。12脈移相變壓器后續連接2組三相整流橋(Rec I、Rec II),并通過IPR與負載相連。PVRI單元由一個半橋均壓電路和二極管串聯紋波注入單橋臂構成,無需驅動控制電路。前端12脈波TRU可等效為2個直流電壓源S1和S2,后端PVRI單元與其組合實現脈波倍增。

圖1 24脈波TRU拓撲結構Fig.1 Circuit configuration of the 24-pulse TRU

PVRI 單元提取交流電壓紋波能量,注入到直流母線,產生具有15°相移的附加電壓,形成24個具有15°相位差的輸出脈波。此時,S1和S2以3種模式運行:混合模式即并聯運行、S1單獨運行和S2單獨運行,運行過程分析如下。

定義前端12脈波移相變壓器的輸入輸出電壓比值為K:

K=U/Ui

(1)

式中:U和Ui分別為12脈移相變壓器輸入、輸出電壓有效值。IPR的匝比可定義為:

(2)

式中:Np1和Np2分別為IPR一次側繞組AO和BO段匝數;Np和Ns分別為IPR一次側和二次側的總匝數。

假設電源側輸入為:

(3)

整流橋組Rec I和Rec II的輸入為2組30°相位差的交流電壓,整流后得到ud1和ud2為:

(4)

電容C1和C2兩端的電壓uRC1和uRC2為:

uRC1=uRC2=ud/2

(5)

1)當24脈波TRU處于圖2所示的運行模態I時,ud1>ud2,us

圖2 運行模態I和負載電壓矢量Fig.2 The operation mode I and load voltage vector

輸出電壓ud表示為:

(6)

根據基爾霍夫電流定律(Kirchhoff′s current law, KCL)和磁動勢平衡原理可得IPR繞組電流ip1、ip2和is為:

(7)

由式(7),IPR繞組電壓up1、up2和us表示為:

(8)

2)當24脈波TRU處于如圖3所示的運行模態II時,ud1>ud2,us>uRC1,紋波注入二極管D1正向偏置導通,D2反向偏置關斷,等效直流源S1單獨運行。

圖3 運行模態II和負載電壓矢量Fig.3 The operation mode II and load voltage vector

輸出電壓ud表示為:

(9)

IPR繞組電流ip1、ip2和is為:

(10)

IPR繞組電壓up1、up2和us表示為:

(11)

3)當24脈波TRU處于如圖4所示的運行模態III時,ud1uRC2,紋波注入二極管D2正向偏置導通,D1反向偏置關斷,等效直流源S2單獨運行。

圖4 運行模態III和負載電壓矢量Fig.4 The operation mode III and load voltage vector

輸出電壓ud表示為:

(12)

IPR繞組電流ip1、ip2和is為:

(13)

IPR繞組電壓up1、up2和us表示為:

(14)

TRU呈現24脈波特性,則必須滿足的條件為:

(15)

即:

(16)

2 輸出電壓紋波與IPR匝比

由第1節分析可知,IPR二次側繞組電壓us與ud的關系決定了PVRI的3種工作模態將按照模態I、模態II、模態I、模態III的順序交替運行[10]。

由式(6)、(9)和(12),可推導得到ud為:

(17)

式中θ為24脈波TRU模態轉換導致的相角。

由式(17)可知,輸出電壓ud在輸入交流電壓的一個周期內有24個脈波。當k=0、ωt=0時,輸出電壓ud有極小值,此時也是PVRI運行模態轉換的臨界點:

(18)

相角θ與IPR匝比β有關,表示為:

(19)

紋波系數γu解算為:

(20)

式中:Udmax、Udmin和Udav分別為輸出電壓最大、最小值和平均值,根據式(17),Udmax、Udmin和Udav分別為:

(21)

(22)

(23)

當24脈波TRU處于運行模態II或III時,分別調節Rec I 和Rec II的輸出電壓矢量,形成新的電壓矢量,其幅值大于原有的電壓矢量幅值:

(24)

IPR匝比β的范圍為:

(25)

紋波系數γu為:

(26)

當24脈波TRU處于運行模態I時,分別調節Rec I 和Rec II的輸出電壓矢量,形成新的電壓矢量,其幅值小于原有的電壓矢量幅值:

(27)

IPR匝比的范圍為:

(28)

紋波系數γu為:

(29)

可見,γu為與β唯一相關的分段函數,如圖5所示。γu隨著IPR匝比β的增大先降低后升高,紋波系數γu最小值為0.46%,此時,24個輸出電壓矢量幅值相等、相位相差15°。隨著β進一步加大,紋波系數γu的增速逐漸放緩,最后逼近12脈TRU的電壓紋波系數。

圖5 輸出電壓紋波系數與IPR匝比關系Fig.5 Relationship between the output voltage ripple factor and the IPR turn ratio

3 輸入電流諧波與優化設計

由圖1可見,整流橋輸出電流id1和id2即為IPR一次側兩段繞組的電流ip1和ip2,綜合IPR 3種運行模態時,id1、id2和IPR二次側電流is的表達式(7)、(10)和(13),可得:

(30)

(31)

id2=id1≮(-π/6)

(32)

為了便于原理分析,引入開關函數的概念,Sa1、Sb1、Sc1、Sa2、Sb2和Sc2為開關函數,分別表示為:

(33)

(34)

前端移相變壓器2組輸出電流ia1、ib1、ic1、ia2、ib2和ic2用開關函數分別表示為:

(35)

根據磁動勢平衡原理和KCL:

(36)

式中:NTp,NTs1和NTs2分別為前端移相變壓器一次側和二次側每相繞組的匝數;ia2b2、ib2c2和ic2a2分別為前端移相變壓器二次側三角形繞組相電流。

以A相為例,分析輸入電流諧波特性,ia為:

(37)

A相輸入線電流ia在一個周期內含有24個對稱階梯波,ia為與IPR繞組匝比β有關的奇諧函數,進行傅氏級數展開,在區間[0, π/2]內ia表示為:

(38)

ia的有效值Ia和基波有效值I1分別為:

(39)

(40)

THD為:

(41)

可見,輸入線電流的THD與IPR匝比有關,表示為圖6。輸出電壓紋波最小時γu=0.004 6,IPR匝比β=7.087,此時輸入電流THD為7.55%。分析其他主要諧波次數如圖7,可見5、7、17次和19次諧波已被完全消除,11和13次諧波被有效抑制,23和25次成為諧波主要含量。

圖6 A相輸入線電流THD與β的關系Fig.6 Relationship between THD and turns ratio β

圖7 主要次諧波含有率隨IPR匝比的變化曲線Fig.7 Variation curve of major harmonics ratio with IPR turns ratio

由式(39)和(40),推導TRU的功率因數η為:

(42)

式中φ1為基波ia的相角。

4 IPR容量

當24脈波TRU工作IPR繞組匝比β=7.087時,由式(17)推導出TRU輸出電壓有效值Ud為:

Ud=2.360 6Ui

(43)

由式(8)、(11)和(14),推導up1和us分別為:

(44)

(45)

當β=7.087時,電壓Up1和Up2和Us分別為:

Up1=Up2=0.066 12Ui

(46)

Us=0.970 8Ui

(47)

由式(30)和(31),推導ip1、ip2和is有效值為:

(48)

當β=7.087時,PVRI的功率Px和IPR容量PIPR為:

Px=UsIs=1.88%UdId=1.88%Po

(49)

PIPR=(Up1Ip1+Up2Ip2+UsIs)/2=2.58%Po

(50)

表1給出了不同類型TRU的IPR匝比和容量。與其他基于輔助電路的TRU相比,本文提出的24脈TRU的IPR容量最小,為2.58%Po;略高于傳統12脈TRU和雙抽頭IPR的24脈TRU的IPR容量。

5 12脈波與24脈波TRU對比實驗研究

結合實際情況,取值IPR一次側和二次側繞組實際匝比β=7.1,研制了TRU樣機;借助于Chroma 61704可編程交流電源、電流探頭CP8030B等,搭建實驗驗證平臺如圖8所示。

圖8 實驗平臺Fig.8 Experimental Set

1)除去PVRI單元,系統以12脈TRU狀態工作。試驗結果如圖9所示,輸出電壓明顯波動;輸入線電流在一個周期即2.5 ms內,有12個階梯波,FFT分析得到諧波含量理論值為13.82%;由于磁性器件漏感的存在,THD實測值為15.2%。

圖9 除去PVRI單元,TRU工作狀態Fig.9 Experimental results without the PVRI

2)接上PVRI單元,系統以24脈TRU狀態工作。試驗結果如圖10所示,輸出電壓比較平滑;輸入線電流在一個周期即2.5 ms內,有24個階梯波,FFT分析得到諧波含量理論值為5.58%;由于磁性器件漏感的存在,THD實測值為7.55%。

圖10 24脈波TRU工作狀態Fig.10 Experimental results of 24-pulse TRU

3)針對除去PVRI的12脈TRU和含有PVRI的24脈TRU,輸入電源頻率400 Hz,測試它們在50%、75%和100%負載情況下,輸入電流的諧波含量,如圖11所示。進一步改變輸入電源頻率和負載,測試結果表明,本文提出的拓撲在不同負載和輸入電源全頻段范圍內,源側電流諧波含量均在10%以下,滿足航空航天標準要求。

圖11 不同工況下12脈和24脈TRU輸入電流諧波含量Fig.11 Input current THD of 12 pulse and 24 pulse TRU under different working conditions

4)針對本文24脈TRU,在360～800 Hz內,改變輸入電源頻率,測試輸入電流和輸出電壓,結果如圖12所示,結果可見,輸入寬頻范圍內,TRU輸入輸出結果良好。

圖12 不同電源頻率時,負載電壓與輸入電流Fig.12 Load voltage and input current under different frequency

5)額定負載條件下,改變輸入電源頻率,分別測試源側3相功率因數,如表2;結果表明,360～800 Hz寬頻范圍內,75%以上負載情況下,功率因數近似為1。

表2 不同工況下功率因數Table 2 Power factor under different conditions

6 結論

1)本文提出的基于無源電壓紋波注入單元的多脈波航空變壓整流器拓撲正確可行,并且結構簡單、易于實現,該拓撲尤其適用于航空線性AC-DC變換,不但結構簡單、可以克服PWM調制可能引起高頻電磁干擾的缺點,而且輸入側電流諧波也被抑制在航空標準允許的范圍內,具有較好的應用前景。

2)研究了本文提出的TUR工作模態、IPR匝比與輸出電壓紋波、IPR匝比與源側輸入電流諧波等關系,開展了優化設計,方法可推廣使用到其它TRU設計中。本文同時比較分析了幾類TRU的IPR等效容量,可以看出,在基于輔助電路的TRU拓撲中,本文拓撲的IPR容量最小。

3)利用交變紋波電壓注入至直流母線使輸出電壓脈波倍增、紋波降低的方法,完善了航空TRU的諧波抑制理論;本文實現脈波倍增的方法可以擴展使用到其他脈波數的TRU以及相關的拓撲中。