適用于WLAN接收機的高線性電流模式混頻器設(shè)計

李天昊，李 斌，王旭東，王鑫華，李企帆

(中國電子科技集團公司 第54研究所，石家莊 050081)

0 引言

無線局域網(wǎng)(WLAN，wireless local area network)的發(fā)展主要基于電氣與電子工程師協(xié)會(IEEE，institute of electrical and electronics engineers)制定的IEEE 802.11標準。此標準的不斷發(fā)展、迭代和升級，提升了WLAN的速度、容量和性能，推動了無線網(wǎng)絡的進步。迅速增長的無線局域網(wǎng)市場，對設(shè)計用于WLAN的低成本和高性能接收機提出了很高的要求[1-2]。而混頻器作為射頻接收前端的關(guān)鍵模塊之一，其性能決定了接收信號的質(zhì)量。

混頻器的性能通常用轉(zhuǎn)換增益、噪聲系數(shù)以及線性度來表征。其中，線性度對混頻器的性能至關(guān)重要。在多信號環(huán)境下，混頻器的非線性會導致不同頻率的信號相互作用，產(chǎn)生互調(diào)失真[3]。這些互調(diào)產(chǎn)物可能落入接收帶內(nèi)，干擾所需信號的接收，從而降低接收系統(tǒng)的性能。此外，混頻器的線性度直接影響其動態(tài)范圍[4]，即混頻器能夠處理的信號強度范圍。較高的線性度意味著混頻器可以在不產(chǎn)生可觀測非線性失真的情況下處理更大范圍的信號強度。因此，混頻器的線性度決定了其抗干擾性能和接收最大信號的能力。

電流模式混頻器架構(gòu)因其高線性特性[5-10]，被廣泛應用于高性能接收系統(tǒng)中。電流模式混頻器與電壓模式混頻器相比具有一些明顯的優(yōu)勢，尤其是在線性度方面。線性度是評價混頻器性能的重要指標，直接影響到無線接收機在實際應用中的表現(xiàn)。電流模式混頻器的開關(guān)級輸出端是電流輸出，由于電流是直接由輸入信號控制的，因此對于輸入信號的幅度變化不太敏感，從而具有較大的動態(tài)范圍。這意味著在不同輸入信號條件下，電流模式混頻器能夠保持較好的線性度，輸出信號與輸入信號之間的關(guān)系較為穩(wěn)定，有利于減小非線性失真，提高混頻器的性能表現(xiàn)。其次，電流模式混頻器對于輸入信號的阻抗變化相對較為敏感，這一特性也有助于提高線性度。在實際應用中，輸入信號的阻抗可能會隨著頻率的變化而發(fā)生改變，而電流模式混頻器能夠更好地適應這種變化，保持較好的線性度，避免因阻抗變化而引起的非線性失真。因此，在一些對線性度要求較高的應用場景中，電流模式混頻器通常會是更好的選擇。

基于以上研究與分析，提出了一款工作頻率為2.4 GHz，適用于IEEE 802.11 b/g/n/ax標準WLAN接收機的混頻器。針對WLAN接收機對低成本的需求，本次設(shè)計采用180 nm RFCMOS工藝，同時選用結(jié)構(gòu)簡單的零中頻接收機架構(gòu)。針對WLAN接收機對線性度的需求，混頻器設(shè)計為電流模式，通過選用雙平衡無源混頻開關(guān)電路、加入電流注入式的直流失調(diào)校準電路以及優(yōu)化改進跨阻放大器中的OTA電路提高了混頻器的線性度。經(jīng)仿真驗證，電流模式混頻器的中頻帶寬可達20 MHz；轉(zhuǎn)換增益最高可達38 dB，最低為21 dB；噪聲系數(shù)在最高增益下為8.46 dB；輸入三階交調(diào)點在最低增益下可達13.72 dBm。

1 電流模式混頻器結(jié)構(gòu)及原理

電流模式混頻器采用零中頻接收機架構(gòu)，零中頻接收機又稱直接下變頻接收機，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。輸入信號經(jīng)低噪聲放大器(LNA，low noise amplifier)處理后[11]，進入IQ兩路的跨導級(Gm)電路，再經(jīng)混頻開關(guān)級混頻，最后通過跨阻放大器輸出。相較于超外差式接收機，零中頻接收機結(jié)構(gòu)簡單，可在低成本的前提下提高接收機的片內(nèi)集成度，但同時也存在直流失調(diào)[12-14]、二階交調(diào)和本振泄漏等非理想因素的問題。

圖1 零中頻接收機和電流模式混頻器結(jié)構(gòu)圖

電流模式混頻器結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要包括跨導級，混頻開關(guān)級和跨阻放大器3部分。跨導級電路將輸入射頻電壓信號轉(zhuǎn)變?yōu)樯漕l電流信號，射頻電流信號在混頻開關(guān)級混頻得到中頻的電流信號，該電流信號最終通過跨阻放大器再次轉(zhuǎn)換為電壓信號。跨導級電路采用帶有共模反饋環(huán)路的差分共源放大器結(jié)構(gòu)，且兩級跨導可以進行兩種工作狀態(tài)的切換，進而提供兩種增益。混頻開關(guān)級的混頻通過加在柵極的本振信號控制晶體管導通與否而實現(xiàn)。開關(guān)級等效阻抗ZMIX的計算公式為：

(1)

其中：fLO為本振信號的頻率，CPAR為跨導級電路輸出端的寄生電容。跨阻放大器是電流模式混頻器的最后一級，由一個帶共模反饋電路的兩級運算放大器和RC反饋網(wǎng)絡組成。它為混頻開關(guān)級提供非常低的輸出阻抗，即跨阻放大器的輸入阻抗非常低。

在設(shè)計電流模式混頻器的過程中，需要對信號形式變化和阻抗形式變化進行分析，如圖2所示。

圖2 信號形式變化與阻抗形式變化

跨導級將電壓信號轉(zhuǎn)換成電流信號：

iRF(t)=gmvRF(t)

(2)

混頻開關(guān)級將射頻電流信號iRF轉(zhuǎn)換為基帶電流信號iBB：

(3)

則基帶電壓信號vBB通過計算可得：

(4)

其中：zBB為基帶阻抗。經(jīng)過Laplace變換后混頻器的電壓轉(zhuǎn)換增益GainC為[14]：

(5)

混頻器的轉(zhuǎn)換增益、噪聲系數(shù)和線性度之間存在互相制約的關(guān)系。當混頻器的增益增加時，會降低噪聲系數(shù)，但同時也會使線性度降低。若想提高混頻器以及接收機的性能，就需要對各個指標進行更好的優(yōu)化權(quán)衡。混頻器是接收機中的變頻器件，也是引入非線性誤差最大的部分。因此，混頻器的線性度決定了其抗干擾性能和接收機處理最大信號的能力。

2 電路設(shè)計

2.1 跨導級設(shè)計

跨導級作為電流模式混頻器的第一級電路模塊，將輸入射頻電壓信號轉(zhuǎn)變?yōu)樯漕l電流信號。跨導級放大器電路的設(shè)計如圖3所示，這里采用帶有共模反饋環(huán)路的差分共源放大器結(jié)構(gòu)，且兩級跨導可以提供兩種工作狀態(tài)：第一級跨導固定導通，以保證固定跨導不會太低；第二級跨導在第一級的基礎(chǔ)上，通過控制字VC控制位于電流源NMOS管(M8)柵極的兩個NMOS開關(guān)控制管(M9、M10)的導通與關(guān)斷，進而控制第二級跨導的導通與否，從而提高跨導級電路提供的跨導。這種兩級跨導電路結(jié)構(gòu)為電流模式混頻器提供了兩種增益可調(diào)，實現(xiàn)了增益和功耗的可重構(gòu)，增加了電路性能的靈活性。同時，在M1、M2的漏極和M3、M4的柵極之間加入了共模反饋放大器，形成了共模反饋環(huán)路，以避免電壓的不穩(wěn)定和輸入阻抗的不匹配，提高了跨導放大器的共模穩(wěn)定性。

圖3 跨導級放大器電路結(jié)構(gòu)圖

由圖3可知，當VC低電平時，M9關(guān)斷，M10導通，M10存在的意義就是為了避免當M9關(guān)斷時M8的柵極電位處于未知狀態(tài)。此時M8因柵極低電位而關(guān)斷，第二級跨導不工作，第一級跨導單獨工作，提供固定跨導；當VC為高電平時，M9導通，M10關(guān)斷。此時M8的柵極電位被拉到偏置電壓VB而導通，第二級跨導導通工作，提高了跨導級電路所提供的跨導，進而提高了混頻器的增益。

此外，為了獲得較好線性度性能，在跨導級電路的設(shè)計過程中，需要對輸入跨導管的尺寸做折中。長溝道長度的晶體管在恒定電流的條件下有大的溝道電阻，大的晶體管寬度也意味著大的寄生電容。溝道電阻和寄生電容共同決定跨導級的輸出阻抗。跨導級的輸出阻抗大小決定了線性度的好壞。當溝道長度增加時，跨導級的輸出阻抗因溝道電阻的增加而增加，這有利于線性度的提升。但同時，晶體管寬度太大會使其寄生電容過大，進而降低線性度。因此，需要平衡溝道電阻和寄生電容的影響以獲得較好的線性度。

2.2 混頻器開關(guān)級設(shè)計

兩種最常見的混頻器電路結(jié)構(gòu)分別為有源混頻器和無源混頻器。傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)是最常見有源混頻器結(jié)構(gòu)，它具有良好的轉(zhuǎn)換增益和低本振驅(qū)動功耗要求。然而，有源混頻器由跨導級和開關(guān)級組成，需要提供較高的電源電壓，不利于低功耗設(shè)計。同時，跨導級產(chǎn)生的非線性也會導致有源混頻器的線性度比較低。

無源混頻器一般情況下由兩對工作在開關(guān)模式下的NMOS管組成。它們拓撲結(jié)構(gòu)簡單，不需要任何外部直流電流[15-17]。因此，高線性度、足夠的帶寬、低噪聲系數(shù)都是無源混頻器的突出優(yōu)勢。就整個射頻信號路徑而言，線性度是射頻電路最重要的特性之一。無源混頻器以其高線性度性能而成為本設(shè)計的選擇。

如圖4所示，電流模式混頻器開關(guān)電路選擇雙平衡無源混頻器結(jié)構(gòu)。相比于單平衡混頻器，雙平衡混頻器結(jié)構(gòu)能夠減少一定的本振-中頻饋通，提供更好的線性度[18]。圖中電容CC為跨導級和開關(guān)級之間的交流耦合電容，它的隔直作用衰減了低頻的干擾信號，開關(guān)晶體管中無直流分量，因而具有更好的閃爍噪聲特性[19]。

圖4 雙平衡無源混頻開關(guān)電路結(jié)構(gòu)圖

另外，在開關(guān)電路設(shè)計過程中，也需要對開關(guān)管尺寸做折中以平衡線性度和噪聲性能。當開關(guān)管尺寸較大時，開關(guān)導通電阻較小，但同時寄生電容較大，這雖然能得到更高的線性度，但不利于噪聲性能；當開關(guān)管尺寸較小時，在噪聲性能提升的情況之下，線性度就會變差。因此，在折中考慮開關(guān)管尺寸時，做到在導通電阻盡量小的情況下，其寄生電容最小。

2.3 直流失調(diào)校準電路設(shè)計

零中頻接收機結(jié)構(gòu)簡單，功耗低，通過消除中頻級和前端濾波器的鏡像抑制需求，可以顯著提高接收機的片內(nèi)集成度。然而，使用這種拓撲結(jié)構(gòu)會產(chǎn)生一些額外的問題，例如二階交調(diào)、直流失調(diào)和帶內(nèi)本振泄漏，而這些問題在使用超外差接收機時是不存在的。因此，零中頻接收器的物理實現(xiàn)已多次被證明是性能和片上集成水平之間的折中。這些性能標準中最具挑戰(zhàn)性的一個是在不使用片外元件(如大隔直電容)的情況下有效消除直流失調(diào)。 在零中頻接收機中，混頻器后面緊跟著一系列高增益直接耦合放大器，這些放大器可以放大小電平的直流失調(diào)并使后續(xù)級飽和，進而影響后級模數(shù)轉(zhuǎn)換器接收到的信號幅度。因此，接收機的靈敏度可以直接受到混頻器輸出的直流失調(diào)分量的限制。混頻器的直流失調(diào)可分為兩個部分：恒定失調(diào)和時變失調(diào)。恒定的直流失調(diào)可歸因于混頻器元件之間的失配，而時變直流失調(diào)則由本振的自混頻產(chǎn)生。帶內(nèi)本振信號可以通過泄漏或輻射穿透射頻前端，并通過在下變頻混頻器中自混頻產(chǎn)生直流失調(diào)電壓。這種直流失調(diào)的電壓取決于天線的時變負載，也可以隨時間而變化。通常情況下，通過選擇偶次諧波混頻器拓撲，使用帶外本振代替帶內(nèi)本振，可以減輕本振泄漏，從而減少直流失調(diào)的時變分量。

本設(shè)計采用了電流注入式的直流失調(diào)校準電路，如圖5所示。偶次諧波交調(diào)會惡化電路的線性度。對此，通過控制電流源晶體管柵極電壓的方式進行校準。為了實現(xiàn)外部控制端Vb對電流連續(xù)可調(diào)，通過加入誤差反饋放大器以控制M1、M2、M3的柵極電壓，進而控制流入跨阻放大器中的電流。當跨阻放大器輸出端的電壓偏置相等時，停止插入補償電流。

圖5 直流失調(diào)校準電路原理圖

外部模擬控制電壓在0.9～1.5 V變化時，可將輸出信號正負端的偏置點調(diào)至相等，從而實現(xiàn)直流失調(diào)的校準，如圖6所示。

圖6 輸出直流失調(diào)隨控制電壓的變化結(jié)果

2.4 跨阻放大器設(shè)計

2.4.1 跨阻放大器結(jié)構(gòu)與分析

基于跨導運算放大器(OTA，operational transconductance amplifier)實現(xiàn)的跨阻放大器(TIA，transimpedance amplifier)是電流模式混頻器的最后一級電路模塊，它將前級開關(guān)級混頻得到的中頻電流信號再次轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘枺浣Y(jié)構(gòu)如圖7所示，它由OTA和電阻電容反饋網(wǎng)絡組成。

圖7 跨阻放大器電路結(jié)構(gòu)圖

當有源RC跨阻級在混頻開關(guān)級輸出處提供非常低的阻抗，即跨阻放大器的輸入阻抗非常低時，才能使得幾乎所有來自混頻器開關(guān)電路的電流都流入跨阻放大器。這保證了電流模式混頻器的高度線性。圖8為跨阻放大器的小信號等效電路。ZIN，TIA為跨阻放大器的輸入阻抗，其計算公式為：

圖8 跨阻放大器的小信號等效電路圖

ZIN，TIA(jω)=

(6)

(7)

(8)

其中：GmOTA為OTA的等效跨導，CI為OTA輸入端的寄生電容，CO為OTA輸出端的寄生電容，RO為OTA的輸出電阻，RT為TIA的反饋電阻，CT為TIA的反饋電容。

由上式可知，ZIN，TIA會隨著CT的增加而降低。這樣雖然可以提高混頻器的線性度，但是跨阻放大器的RC環(huán)路可能因此不穩(wěn)定。與此同時，需要減小RT以保持中頻帶寬不變。而RT的減小會降低混頻器整體的轉(zhuǎn)換增益，惡化其噪聲系數(shù)。鑒于以上分析，在跨阻放大器的設(shè)計過程中，需要合理選取RT和CT的大小以更好地權(quán)衡轉(zhuǎn)換增益、噪聲和線性度性能。

在中頻頻率比較高的情況下，OTA的增益會降低，OTA的等效跨導會減小。由式可知，TIA的輸入阻抗會隨著GmOTA的減小而增加，最終惡化了前級開關(guān)和TIA的線性度。與此同時，隨著頻率的不斷增加，ZT和ZO會逐漸減小，進而降低TIA的輸入阻抗。通過反饋調(diào)節(jié)，OTA增益下降所造成的不良影響得以緩解，提高了電流模式混頻器的線性度。

2.4.2 OTA設(shè)計

跨導運算放大器的性能優(yōu)劣對電流模式混頻器的性能至關(guān)重要。由2.4.1節(jié)分析可知，大的中頻帶寬需要高增益帶寬積的差分運算放大器，以保證OTA具有足夠的增益，進而使TIA的輸入阻抗足夠小以保證混頻器的線性度。但由于傳統(tǒng)架構(gòu)的密勒補償兩級運算放大器加共模反饋電路一共是三級，這樣就會導致相位裕度難以滿足要求，同時運放的共模穩(wěn)定性不高。通過采用前饋補償技術(shù)和漏極反饋的共模反饋電路，對OTA進行了改進設(shè)計，在保證大的增益帶寬積的基礎(chǔ)上，可以顯著提高運算放大器的共模穩(wěn)定性。OTA改進設(shè)計電路結(jié)構(gòu)如圖9所示。

圖9 OTA改進設(shè)計電路結(jié)構(gòu)圖

為了讓ZIN，TIA在中頻頻率較高時保持較低水平，進而保證電流模式混頻器的線性度，OTA擁有高帶寬是很有必要的。傳統(tǒng)的密勒補償兩極運放加入了補償電阻RC和補償電容CC，通過引進一個零點來抵消一個非主極點。這種補償方式雖然提高了運算放大器的穩(wěn)定性，但會使主極點更加向低頻靠近，導致極點分離現(xiàn)象的發(fā)生，最終讓OTA的帶寬降低。基于以上分析可知，傳統(tǒng)架構(gòu)并不適用于電流模式射頻前端混頻器的應用。改進設(shè)計的OTA如圖7所示，OTA的放大級和傳統(tǒng)架構(gòu)類似，放大級的第一級包括晶體管M1、M2、M3、M4，放大級的第二級為M5、M6、M7、M8，米勒補償電阻RC和補償電容CC在第一級與第二級之間。在此基礎(chǔ)上，本設(shè)計又在此位置加入了兩對前饋補償電容CF與補償電阻RF，OTA的帶寬因為引入額外的零極點得以提高。這種結(jié)構(gòu)的OTA電路的零極點通過計算可得：

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

其中：gm為M7與M8的跨導，Rout1為OTA第一級的輸出阻抗，Rout2為OTA第二級的輸出阻抗，Cout2為OTA第二級輸出端的寄生電容。兩個零點的位置由CF和RF決定，因此兩個極點可以通過靈活配置CF、RF的大小被抵消，有效提高了OTA的帶寬。

3 仿真結(jié)果與分析

基于180 nm RFCMOS工藝繪制了電流模式混頻器的版圖，如圖10所示。其尺寸為644 μm×490 μm，開關(guān)級混頻開關(guān)采用射頻MOS管，其余部分采用普通的MOS管。電容采用min電容，電阻采用rpposab電阻。由于混頻器采用差分放大結(jié)構(gòu)，兩路通路間的失配可能會導致端口間的饋通，影響線性度，因而差分的兩路版圖設(shè)計時要注意其對稱性[19]。混頻器的跨導級采用帶共模反饋放大器的差分放大結(jié)構(gòu)，版圖中輸入差分對和負載電流源采用交叉對稱的結(jié)構(gòu)，降低跨導放大器的失配風險；開關(guān)級本振通路嚴格對稱，降低開關(guān)失配和通道噪聲；本振放大器周圍加一層保護環(huán)，盡量消除本振信號通過MOS寄生電容對襯底的干擾；跨阻級為降低失配的風險，其電阻和電容陣列采用嚴格對稱的方式，差分放大器采用交叉對稱的方式。整個混頻器版圖，上下兩邊I，Q通路嚴格對稱，本振信號從右邊的電容耦合進來，進入I，Q路的開關(guān)級的本振放大器，并保證I，Q本振信號通路走線嚴格對稱，降低了混頻器的I，Q失調(diào)。

圖10 電流模式混頻器版圖

對混頻器的轉(zhuǎn)換增益、噪聲系數(shù)和線性度性能指標進行仿真，轉(zhuǎn)換增益的仿真結(jié)果如圖11所示。本振信號頻率為2.4 GHz，通過控制字VC和TIA的可變反饋電阻，實現(xiàn)了混頻器的四檔增益可調(diào)。當VC為高電平，即兩級跨導同時工作時，混頻器的轉(zhuǎn)換增益可在反饋電阻取值4 kΩ和2 kΩ時達到38 dB和32 dB；當VC為低電平，即只有第一級跨導單獨工作時，增益可在兩種電阻取值下達到27 dB和21 dB。由此可見，兩種工作狀態(tài)下的跨導，得到相差近12 dB的轉(zhuǎn)換增益；兩種TIA反饋電阻的取值，得到相差6 dB的轉(zhuǎn)換增益。四檔增益步長平均為6 dB，較為穩(wěn)定。從圖可以看出，混頻器的轉(zhuǎn)換增益曲線在中頻頻率為0～20 MHz時比較平坦，增益性能比較穩(wěn)定，滿足WLAN接收機對于混頻器中頻帶寬和轉(zhuǎn)換增益的需求。

圖11 轉(zhuǎn)換增益仿真結(jié)果圖

混頻器噪聲系數(shù)的仿真結(jié)果如圖12所示。在高增益的狀態(tài)下，噪聲得到了較好的抑制，噪聲系數(shù)在中頻頻率20 MHz時為8.46 dB，小于10 dB；在低增益狀態(tài)下，噪聲系數(shù)為14.25 dB，噪聲性能相對高增益較差，但也符合混頻器對噪聲系數(shù)的要求。

圖12 噪聲系數(shù)仿真結(jié)果圖

雖然在低增益狀態(tài)下噪聲系數(shù)性能相對一般，但線性度可以達到很好的性能。線性度的仿真結(jié)果如圖13所示。當本振信號頻率為2.4 GHz，混頻器的轉(zhuǎn)換增益為20.9 dB時，輸入三階交調(diào)點(IIP3)為13.72 dBm，實現(xiàn)了預期的高線性性能，滿足WLAN接收機對于線性度的需求。

圖13 線性度仿真結(jié)果圖

將上述設(shè)計的電流模式混頻器與其他混頻器各性能指標進行對比，詳見表1。通過對比可以看出，在同等線性度下，本設(shè)計有更高的轉(zhuǎn)換增益；在同等增益下，本設(shè)計有更高的線性度。因此，本設(shè)計的混頻器在增益、噪聲系數(shù)和線性度性能之間實現(xiàn)了更好的權(quán)衡。

表1 性能指標對比表

4 結(jié)束語

提出了一款基于180 nm RFCMOS工藝設(shè)計的高線性電流模式混頻器，該混頻器采用零中頻接收機架構(gòu)，工作頻段為2.4 GHz，適用于IEEE 802.11 b/g/n/ax標準的WLAN接收機。通過選用雙平衡無源混頻開關(guān)電路，加入電流注入式的直流失調(diào)校準電路以及優(yōu)化改進TIA中的OTA電路提高了混頻器的線性度；通過兩種工作狀態(tài)的跨導級以及兩種TIA反饋電阻的取值變化實現(xiàn)了四檔轉(zhuǎn)換增益可調(diào)節(jié)。仿真結(jié)果最終表明，當本振頻率為2.4 GHz時，中頻帶寬可達20 MHz；轉(zhuǎn)換增益最高可達38 dB，最低為21 dB；噪聲系數(shù)在最高增益下為8.46 dB；輸入三階交調(diào)點在最低增益下可達13.72 dBm，實現(xiàn)了高線性的預期。本文提出的混頻器，在低成本的前提下，實現(xiàn)了各個指標之間更好的權(quán)衡，符合高線性電流模式混頻器的設(shè)計要求，能夠滿足WLAN接收機對低成本和高線性的設(shè)計需求。