短波寬帶大動態接收技術的設計與實現

摘要：短波頻譜電磁環境復雜，傳播特性依賴于地理環境和電離層實時參數，多徑效應明顯，存在信號密集且幅度差異大的特點，特別是新體制的短波通信信號的廣泛應用，這為接收設備在瞬時帶寬、靈敏度和線性度方面提出了更高的要求。本文基于軟件無線電設計思想，采用短波全頻段射頻直接采樣技術，分析了寬帶ADC芯片性能和設計了低噪聲高線性高性能放大器，對射頻前端電路進行精心優化，最終完成了短波寬帶大動態接收技術的設計與實現，同時，亦能實現傳統超外差式窄帶接收設備的優異性能。

關鍵詞：短波，接收技術，射頻直采，大動態

一、引言

短波通信信號的傳播特點是：在短距離內主要依靠地波，而在遠距離則主要依靠天波，不需要中繼站就能實現超視距通信，在電磁頻譜中占據重要的戰略地位，對短波信號的監測與偵察一直都是電子對抗領域內的重要研究內容。

目前，在短波信號監測與偵察方面遇到的主要問題包括：1.短波傳輸信道具有時變特性，傳播路徑多樣，各種衰減使得接收到的信號幅度微弱；2.各種工業干擾嚴重，使得監測偵察系統出現虛假響應的概率增加；3.現代短波通信中廣泛應用了跳頻、猝發和擴頻等新通信技術， 使得通信信號具備了更低的檢測概率與截獲概率；傳統的超外差中頻數字化短波接收技術具有抗干擾性強和靈敏度高等優點，但其瞬時工作帶寬較窄，時效性較差?；谏漕l直接采樣的短波接收技術能實現瞬時工作帶寬全頻段覆蓋，但由于其射頻前端電路完全“寬開”，致使其抗干擾能力較弱，對其靈敏度、動態范圍有較高的要求。本文聚焦于一種高性能的短波無線電接收技術，深入剖析了前端電路與ADC芯片之間的匹配設計，對噪聲系數和動態范圍這對矛盾指標進行妥善折中平衡。

二、接收電路設計

按照經典的軟件無線電理論，寬帶ADC采樣芯片應盡可能接近天線，如圖1所示，其前端只有預選器和放大器，電路中沒有混頻器和本振單元，故不存在鏡頻干擾和中頻干擾，且電路中唯一的相位噪聲來源于內置晶振時鐘，同樣優于超外差本振單元的相位噪聲。數字處理部分采用先進的FPGA和DSP技術，將寬、窄帶IQ數據分發到后端分布式計算機工作站進行后續相關處理，能同時對多路不同調制類型的信號進行解調輸出，相當于一部寬帶接收設備和多部虛擬窄帶接收設備。內置高穩定的參考時鐘源，可同步于外部的10MHz時鐘信號，適合應用于多通道接收系統。

對于接收動態范圍而言，前置預選器的特性起到了非常關鍵的作用，考慮到后續對短波全頻段信號的偵察、解調與識別通常是對若干個窄帶頻段的頻譜進行分析，為增加接收設備應用的靈活性，本文采用了高、低通濾波器級聯思路，如圖2所示，用戶可以任意組合高、低通濾波器對所得到感興趣的頻段進行分析，高、低通濾波器的截止頻率劃分見表1，為了達到最大瞬時工作帶寬全頻段28.5MHz覆蓋，只需要將前置預選器中的高通濾波器接通1.5MHz，低通濾波器接通30MHz即可實現，相當于在前置預選器中設置了一路“直通”狀態?；谠撍悸返那岸祟A選器架構包括了5個高通濾波器和5個低通濾波器，一共可以得到15種組合，極大地對短波全頻段信號接收能量進行了優化配置。

ADC（模數轉換器）器件充當模擬世界與數字世界之間的橋梁。在選擇具體的ADC器件時，主要考慮的因素之一是其信噪比，影響ADC信噪比的主要噪聲源包括三個方面：采樣時鐘抖動、ADC差分非線性以及熱噪聲。分析接收設備的噪聲系數指標和動態范圍性能時，需要把接收設備分成三部分考慮，即射頻前端、ADC芯片和數字信號處理。ADC芯片和數字信號處理部分可以看成增益是0dB的器件，由于IQ輸出數據位長的影響，數字信號處理部分可能會因截斷而失真，進而影響整體的接收設備性能。通常，當數據位長超過24bit時，可以忽略數字信號處理部分的影響，因此，圖1的原理框圖可以簡化為圖3形式。

本文選取16位高速ADC采樣芯片，其主要參數有：信噪比為81.1 dBFS，互調失真為100 dBc，電壓輸入范圍為2.75 Vp-p，時鐘采樣頻率為Fs=102.4 MHz，假定電路中所有的阻抗都匹配到50Ω，據此可以計算出NFADC = 28.6 dB，IIP3ADC = 55.8 dBm。在確定ADC芯片選型后，為滿足接收設備的指標要求，必須精心設計射頻前端電路與ADC采樣電路之間的匹配。其中，射頻前端電路增益的選取是個關鍵。假設NFRF=4dB，IIP3RF=30dBm，根據噪聲系數級聯公式和三階互調節點級聯公式，可以得到在不同增益的情況下，接收設備NF和IIP3指標，如表2所示。

從表2可以看出，隨著射頻前端電路增益的增加，接收設備的噪聲系數（NF）得到了持續優化。然而，與此同時，接收設備的三階互調截點（IIP3）卻逐漸惡化。因此，在設計過程中，前端電路的增益選擇顯得尤為關鍵：一方面，如果增益設置過低，將導致ADC芯片的噪聲性能對整體系統產生顯著影響，這不利于提高系統的靈敏度；另一方面，如果增益過高，則可能導致接收設備的IIP3無法達到預期的要求。因此，增益的選擇需要在優化NF和保持良好IIP3之間找到平衡。

四、接收動態性能分析

衡量接收設備動態性能指標有三種不同的方式，包括單音動態范圍、降敏動態范圍和雙音動態范圍。

單音動態范圍是指接收設備能夠線性接收并處理的信號幅度范圍。對于射頻直接采樣接收設備而言，首先需要確保不會因ADC芯片飽和而產生削波失真。若ADC滿量程輸入電平為dBFS（dBm），則接收設備最大能接收處理信號強度Max=dBFS-GainRF，接收設備最小能接收處理信號強度Min通常由接收設備的靈敏度決定，即Min=-174dBm/Hz+10logBW（Hz）+NF+SNR，其中，SNR為靈敏度信號電平時所要求的輸出信噪比，BW為信號處理帶寬，最終，接收設備的單音動態范圍為Max-Min。

阻塞動態范圍描述的是在一個強干擾信號存在的情況下，接收設備對鄰近（例如△F = 20KHz）小信號的接收能力。小信號通常定義為當其信噪比下降3dB時所對應的信號幅度，大小信號的差值即為阻塞動態范圍。引起靈敏度下降的主要原因是接收設備中本地振蕩單元的相位噪聲引發的倒易混頻。如前所述，在射頻直接采樣的接收設備中，唯一的相位噪聲來源是采樣時鐘。高質量的OCXO（恒溫晶體振蕩器）可以實現≤-150dBc@10kHz的相位噪聲性能，表現優異。

雙音動態范圍也稱為無雜散動態范圍（SFDR），可以通過接收設備的IIP3指標反映SFDR性能的優劣。在上一節對噪聲系數分析中，可以發現，射頻前端電路中的放大器設計十分關鍵，首先需要確保低噪聲和高線性，其次對放大器的增益要進行折中選取。在短波頻段采用常規的MMIC放大器極難實現，本文采用的辦法是結合了“無損耗負反饋”“平衡推挽”和“前饋”三種結構形式，達到了放大器所需滿足的寬帶、低噪聲、高線性的要求。

圖4、圖5和圖6分別示意了無損耗負反饋放大器、平衡推挽結構放大器、前饋放大器的原理框圖。

負反饋結構能夠顯著改善放大器的性能，例如提高放大器的穩定性，擴展通頻帶寬度以及減少非線性失真。然而，這種結構會使放大器的增益下降。采用電阻器件作為負反饋網絡可能會增加噪聲系數和降低輸出功率。圖4中使用無損耗變壓器作為負反饋網絡可以避免明顯增加放大器的噪聲系數，并且不會降低放大器的輸出功率。圖4匝數比應該滿足關系N1：N2：N3=1：N：M，其中N=M 2-M-1，則放大器功率增益Gain=20logm（dB）。以圖4的無損耗負反饋放大器為基本單元，組成了圖5的平衡推挽放大器。在該結構中，理論上可以完全抵消所有偶次諧波分量，同時三階互調節點值也能改善3dB，整個放大器的增益和噪聲系數保持不變。以圖5的平衡推挽放大器為基本單元，組成了圖6前饋結構放大器中的主、輔助放大器，前饋結構放大器主要由兩個環路構成：主放大器所在的環路是互調提取環路，主要完成主放大器非線性失真產物的提取.輔助放大器所在的環路是互調抵消環路，主要完成抵消前一級產生的互調失真產物，保留有用信號輸出。在幅度和相位匹配良好的情況下，前饋結構能極大地改善主放大器的線性程度。如果抵消量能達到30dB，那么對主放大器的OIP3能改善15dB，對主放大器的OIP2能改善30dB。

五、結束語

本文基于短波全頻段射頻直接采樣接收技術設計思路，結合強大的數字信號處理技術，成功設計并實現了一款短波寬帶大動態接收設備。本文重點指出了接收設備大動態性能指標與射頻前端電路、寬帶ADC芯片和數字信號處理部分之間的關系，分析了對射頻前端電路的性能要求。為了優化接收信號能量的配置，前端預選器采用了高通和低通級聯的方式。同時，通過融合“無損耗負反饋”“平衡推挽”和“前饋”三種技術，有效解決了前端放大器在實現低噪聲和高線性方面的結構性矛盾。

作者單位：高劍 陳林 江西九江同方電子科技有限公司

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高劍（1983.09-），男，漢族，江西九江，本科，助理工程師，研究方向：短波/超短波偵察、測向裝備系統建設；

陳林（1974.04-），男，漢，江西九江，本科，工程師，研究方向：短波/超短波接收機技術研發，短波/超短波偵察、測向裝備系統建設。