電力載波技術(shù)在電力計(jì)量終端遠(yuǎn)程控制中的應(yīng)用研究

【關(guān)鍵詞】電力載波技術(shù)；電力計(jì)量終端；遠(yuǎn)程控制；誤碼率優(yōu)化

引言

當(dāng)前電力系統(tǒng)計(jì)量與通信體系的結(jié)構(gòu)性矛盾在遠(yuǎn)程控制領(lǐng)域尤為突出。現(xiàn)有通信技術(shù)在帶寬利用率、抗電磁干擾性能及經(jīng)濟(jì)性方面存在技術(shù)瓶頸，難以滿足智能電網(wǎng)對終端設(shè)備數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)交互的嚴(yán)格需求。隨著分布式能源的規(guī)模化并網(wǎng)及用戶側(cè)雙向互動(dòng)模式的普及，電網(wǎng)通信網(wǎng)絡(luò)面臨雙重技術(shù)挑戰(zhàn)：既需要確保電能質(zhì)量監(jiān)測的可靠性，又必須滿足需求響應(yīng)控制的時(shí)效性要求。電力載波（Power Line Carrier，PLC）技術(shù)利用電力線作為介質(zhì)，通過信息耦合傳輸，展示了在解決這些工程難題中的獨(dú)特優(yōu)勢[1]。本研究聚焦于PLC技術(shù)在電力計(jì)量終端遠(yuǎn)程管控中的工程化應(yīng)用瓶頸，深入剖析其物理層傳輸特性與協(xié)議層協(xié)同機(jī)制，并通過構(gòu)建多維測試框架來驗(yàn)證所提技術(shù)方案的工程適用性。

一、PLC技術(shù)原理

PLC技術(shù)依托電力線介質(zhì)的信道復(fù)用能力，通過電磁耦合方式實(shí)現(xiàn)高頻信號與工頻電能波形的共線傳輸。其物理層結(jié)構(gòu)主要包括三個(gè)關(guān)鍵功能單元。

（1）信號調(diào)制模塊：采用多維編碼與正交頻分復(fù)用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）技術(shù)，將可用頻譜劃分為一組正交子載波。各子載波通過正交幅度調(diào)制（Quadrature Amplitude Modulation，QAM）構(gòu)建復(fù)合調(diào)制信號，以提升頻譜利用率與調(diào)制效率。

（2）信道耦合模塊：配置帶通濾波器，將2～30 MHz高頻信號與50 Hz/60 Hz基波實(shí)施時(shí)域疊加，依托電力線分布參數(shù)特性實(shí)現(xiàn)高頻能量的有效注入與傳輸[2]。該過程需考慮阻抗失配、駐波及高頻信號泄露等因素對通信質(zhì)量的影響。

（3）接收與重構(gòu)模塊：接收端采用最大似然估計(jì)方法抑制多徑衰落引起的符號間干擾，并通過循環(huán)前綴補(bǔ)償技術(shù)恢復(fù)正交性。維特比譯碼用于實(shí)現(xiàn)軟判決解碼，提升編碼增益與抗擾性能。針對電力線信道的強(qiáng)時(shí)變與強(qiáng)干擾特性，系統(tǒng)集成自適應(yīng)子載波調(diào)度機(jī)制。該機(jī)制基于實(shí)時(shí)信道狀態(tài)信息（Channel State Information，CSI）動(dòng)態(tài)調(diào)整子信道調(diào)制階數(shù)與功率分配，在30 dB信噪比條件下，可將系統(tǒng)誤碼率穩(wěn)定控制于10-5以內(nèi)，有效保障遠(yuǎn)程控制的通信質(zhì)量[3]。

二、PLC技術(shù)應(yīng)用

PLC技術(shù)在臺(tái)區(qū)拓?fù)渥R別、需求側(cè)響應(yīng)等智能電網(wǎng)關(guān)鍵業(yè)務(wù)中展現(xiàn)出不可替代的技術(shù)優(yōu)勢[4]，尤其適用于低壓配電側(cè)的大規(guī)模終端通信場景。其利用現(xiàn)有電力線資源進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，具備無需新增通信基礎(chǔ)設(shè)施、部署靈活、抗干擾性強(qiáng)等特點(diǎn)，已逐步成為配電自動(dòng)化與用戶側(cè)智能感知的重要通信手段。

（一）PLC通信的算法與模型

1.多物理場耦合傳輸模型

電力線信道建模需綜合電磁傳輸特性與拓?fù)鋮?shù)，建立時(shí)變信道沖激響應(yīng)模型，如公式（1）所示：

h（τ，t）=∑Li=1αi（t）ejθi（t）δ（τ－τi（t））（1）

其中，h（τ，t）為電力線信道在時(shí)刻t下的沖激響應(yīng)函數(shù)；L為信道中多徑分量總數(shù)；αi（t）為第i條路徑在時(shí)刻t下的時(shí)變衰減系數(shù)；θi（t）為第i條路徑的時(shí)變相位偏移；τi（t）為第i條路徑的時(shí)變傳播時(shí)延；δ（·）為狄拉克沖激函數(shù)，用于表示離散時(shí)延；j為虛數(shù)單位，滿足j2=-1。

基于CENELEC EN 50065標(biāo)準(zhǔn)定義的頻段劃分，構(gòu)建基帶等效模型，如公式（2）所示：

s（t）=R∑Kk=1dkg（t－kTs）ej2πfkt h（t）+n（t）（2）

其中，s（t）為接收端實(shí)數(shù)域中重構(gòu)后的信號；R{·}為取復(fù)數(shù)實(shí)部運(yùn)算；dk為第k個(gè)調(diào)制符號；g（t）為脈沖整形函數(shù)；Ts為符號間隔時(shí)間；fk為第k個(gè)子載波頻率；ej2πfkt為調(diào)制信號的頻域表示；為線性卷積運(yùn)算符；h（t）為信道沖激響應(yīng)函數(shù)；n（t）為加性高斯白噪聲項(xiàng)，表示外部干擾與接收端噪聲。該模型可準(zhǔn)確表征頻率選擇性衰落與脈沖噪聲聯(lián)合作用下的信號畸變特征[5]。

2.抗干擾編碼調(diào)制算法

采用Turbo編碼與自適應(yīng)OFDM結(jié)合的增強(qiáng)型調(diào)制架構(gòu)，發(fā)送端處理鏈和接收端處理鏈具體介紹如下。

（1）發(fā)送端處理鏈

信源數(shù)據(jù)首先經(jīng)過循環(huán)冗余校驗(yàn)，使用32位校驗(yàn)碼進(jìn)行錯(cuò)誤檢測，隨后執(zhí)行Turbo編碼，其碼率為3/4。為了對抗突發(fā)噪聲的影響，數(shù)據(jù)通過比特交織器進(jìn)行處理。接下來，動(dòng)態(tài)子載波分配模塊根據(jù)CSI反饋選擇16QAM或64QAM調(diào)制方式。最后，在時(shí)域中插入導(dǎo)頻序列，如公式（3）所示，以完成整個(gè)傳輸過程的準(zhǔn)備：

p［n］=∑M－1m=0cmej2πNmn（3）

其中，p[n]為第n個(gè)時(shí)域?qū)ьl符號，M為ZadoffChu序列的長度，N表示整個(gè)OFDM符號的子載波總數(shù)，cm為ZadoffChu序列第m項(xiàng)系數(shù)，ej2πNmn為離散傅里葉變換的基函數(shù)，n為導(dǎo)頻序列的時(shí)間索引，m為頻域序列的索引。

（2）接收端處理鏈

基于最小均方算法（Least Mean Square，LMS）的信道均衡器補(bǔ)償幅頻響應(yīng)，如公式（4）所示：

w［n+1］=w［n］+μe［n］x*［n］（4）

其中，w[n]為第n次迭代時(shí)的均衡器權(quán)重向量，w[n+1]為更新后的均衡器權(quán)重向量，μ為步長因子，e[n]為第n次迭代的誤差信號，x*[n]為第n個(gè)輸入信號的共軛復(fù)數(shù)。

為了消除碼間干擾，采用最大似然序列檢測方法進(jìn)行處理。隨后，通過軟判決維特比譯碼技術(shù)實(shí)現(xiàn)3.2 dB的編碼增益，從而進(jìn)一步提升系統(tǒng)的性能和可靠性。

該方案在10 kHz窄帶干擾下可使誤碼率降低2個(gè)數(shù)量級，實(shí)測頻譜效率達(dá)4.8 bps/Hz。

（二）數(shù)據(jù)傳輸與干擾抑制算法

現(xiàn)代通信系統(tǒng)對數(shù)據(jù)傳輸質(zhì)量提出更高要求，需要從編碼效率和干擾抑制兩方面協(xié)同優(yōu)化。

1.級聯(lián)編碼與迭代解碼

（1）增強(qiáng)型信道編碼架構(gòu)

采用低密度奇偶校驗(yàn)碼（LowDensity ParityCheck Code，LDPC）Turbo級聯(lián)編碼方案，其編碼過程可分為編碼器和解碼器。對于編碼器，其編碼過程如下。

輸入比特流首先通過RS（255，239）碼進(jìn)行字節(jié)級糾錯(cuò)。接著，使用Turbo編碼器執(zhí)行并行級聯(lián)卷積編碼。最后，輸出符號經(jīng)過多維星座映射（采用16APSK調(diào)制）以完成整個(gè)編碼和調(diào)制過程。

對于解碼器，其解碼過程如下。

首先，建立雙向因子圖模型，并執(zhí)行置信傳播算法。然后，通過外信息迭代傳遞實(shí)現(xiàn)軟輸入軟輸出解碼，以提高解碼性能和準(zhǔn)確性。最后，為了滿足時(shí)延約束，動(dòng)態(tài)調(diào)整迭代次數(shù)（3～8次），確保在有限的時(shí)間內(nèi)完成解碼過程，同時(shí)保持解碼質(zhì)量。

2.智能干擾抑制技術(shù)

（1）混合域聯(lián)合均衡算法

構(gòu)建時(shí)頻聯(lián)合處理架構(gòu)，如公式（5）所示：

X^（f）=Y（f）H（f）∣H（f）∣2+σ2n/σ2x·WMMSE（f）（5）

其中，X^（f）為頻域中的估計(jì)信號，Y（f）為接收信號在頻域的表達(dá)形式，H（f）為信道傳遞函數(shù)，H*（f）為H（f）的共軛復(fù)數(shù)，|H（f）|2為信道增益的功率譜，σ2n為噪聲功率，σ2x為信號功率，WMMSE（f）為最小均方誤差準(zhǔn)則下的頻域權(quán)重函數(shù)。加權(quán)最小均方誤差WMMSE（f）為頻域維納濾波器，通過LMS算法實(shí)時(shí)更新。

（2）深度噪聲消除技術(shù)

設(shè)計(jì)基于長短期記憶網(wǎng)絡(luò)的脈沖噪聲抑制網(wǎng)絡(luò)。

其中，輸入層接收信號時(shí)域采樣序列，隱藏層設(shè)計(jì)三層門控循環(huán)單元（512神經(jīng)元），輸出層用來重構(gòu)純凈信號。

損失函數(shù)采用時(shí)頻聯(lián)合度量，如式（6）所示：

L=α‖s－s^‖22+β‖STFT（s）－STFT（s^）‖22（6）

其中，L為總損失函數(shù)值；α和β為權(quán)重因子，分別用于調(diào)節(jié)時(shí)域與頻域損失項(xiàng)的相對重要性；s為原始（理想）純凈語音信號；s^為神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)輸出的重建語音信號；STFT（·）為短時(shí)傅里葉變換。實(shí)測表明該網(wǎng)絡(luò)可將脈沖噪聲抑制比提升至28.6 dB，處理時(shí)延低于2 ms。

（三）性能優(yōu)化算法

1.認(rèn)知無線電輔助的頻譜聚合算法

基于深度強(qiáng)化學(xué)習(xí)構(gòu)建動(dòng)態(tài)頻譜接入框架，為實(shí)現(xiàn)連續(xù)動(dòng)作空間下的策略學(xué)習(xí)，系統(tǒng)引入雙延遲深度確定性策略梯度算法。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該算法可顯著提升頻譜利用率，在CENELEC C頻段下實(shí)現(xiàn)了8.2 bps/Hz的頻譜效率，相較基準(zhǔn)策略提升約37%。

2.非正交多址接入優(yōu)化

構(gòu)建功率域多用戶疊加傳輸模型，如公式（7）所示：

y（t）=∑Ui=1αiPihi（t）xi（t）+n（t）（7）

其中，y（t）為接收端在時(shí)刻t接收到的復(fù)合信號，U為同時(shí)接入的用戶數(shù)，αi為第i個(gè)用戶的功率分配系數(shù)，Pi為第i個(gè)用戶的最大傳輸功率，hi（t）為第i個(gè)用戶在時(shí)刻t的信道增益，xi（t）為第i個(gè)用戶的發(fā)射符號，n（t）為加性高斯白噪聲。通過凸優(yōu)化求解最大-最小公平性功率分配，采用拉格朗日對偶分解法迭代求解。經(jīng)算法優(yōu)化的網(wǎng)絡(luò)，支持12用戶同時(shí)接入，吞吐量提升2.8倍。

3.多維聯(lián)合誤碼率優(yōu)化

（1）自適應(yīng)調(diào)制編碼算法

設(shè)計(jì)基于信道互信息的自適應(yīng)調(diào)制編碼切換策略，如式（8）所示：

Modek=BPSKIefflt;3 bits/symbol

QPSK3≤Iefflt;5

16QAMIeff≥5（8）

其中，Ieff表示有效互信息量，BPSK表示二進(jìn)制相移鍵控（Binary Phase Shift Keying，BPSK）調(diào)制技術(shù)，QPSK表示正交相移鍵控（Quadrature Phase Shift Keying，QPSK）調(diào)制技術(shù)，16QAM表示16階正交幅度調(diào)制（16Quadrature Amplitude Modulation，16QAM）技術(shù)。

（2）神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的誤碼率預(yù)測模型

為了實(shí)時(shí)估計(jì)誤碼率（Bit Error Rate，BER），本研究構(gòu)建了一個(gè)深度殘差網(wǎng)絡(luò)ResNet18。該網(wǎng)絡(luò)的輸入層接收信道沖激響應(yīng)的256維采樣數(shù)據(jù)。網(wǎng)絡(luò)的核心部分由4組ConvBNReLU結(jié)構(gòu)組成，每組中的卷積核大小為3×3，用于提取特征。輸出層則負(fù)責(zé)預(yù)測BER值及其置信區(qū)間，以提供準(zhǔn)確的誤碼率估計(jì)結(jié)果。

在訓(xùn)練過程中，采用了混合損失函數(shù)，以優(yōu)化網(wǎng)絡(luò)性能并確保其能夠有效地學(xué)習(xí)和預(yù)測BER。通過這種方式，ResNet18能夠在不同的信道條件下實(shí)時(shí)、準(zhǔn)確地估計(jì)誤碼率，從而為通信系統(tǒng)的性能評估和優(yōu)化提供重要支持。

三、實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

（一）實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)

針對PLC技術(shù)在計(jì)量終端遠(yuǎn)程控制中的有效性驗(yàn)證，此研究基于某城市智能電網(wǎng)場景，選取多組配電變壓器及差異化長度電力線路作為測試對象，采用施耐德IEM3250智能電表（內(nèi)置載波通信功能）與意法半導(dǎo)體PLCL1000通信模塊構(gòu)建硬件體系，通過NI cRIO9045數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)電量參數(shù)的實(shí)時(shí)交互。實(shí)驗(yàn)覆蓋常態(tài)供電、噪聲干擾和線路故障三類典型工況，運(yùn)用無線信號分析儀與誤碼檢測設(shè)備同步監(jiān)測傳輸速率、時(shí)延特性、誤碼率及系統(tǒng)穩(wěn)定性等核心指標(biāo)，通過多維場景的通信質(zhì)量對比分析，證實(shí)了載波通信技術(shù)在復(fù)雜電網(wǎng)環(huán)境下的適應(yīng)性與抗擾性，設(shè)備選型與配置方案嚴(yán)格遵循Q/GDW標(biāo)準(zhǔn)要求，保障了實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)的工程可信度[6]。

（二）實(shí)驗(yàn)結(jié)果

實(shí)驗(yàn)結(jié)果主要通過數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)記錄，并在實(shí)驗(yàn)完成后進(jìn)行數(shù)據(jù)分析。表1展示了在不同實(shí)驗(yàn)場景下的PLC通信系統(tǒng)性能，包括傳輸速率、誤碼率、響應(yīng)時(shí)間等關(guān)鍵指標(biāo)[7]。

由表1可知，在常規(guī)工況下，系統(tǒng)傳輸速率穩(wěn)定在500 kbps，誤碼率維持在1.2×10-4，控制響應(yīng)時(shí)間約為50 ms，運(yùn)行穩(wěn)定性達(dá)99.5%，表明載波通信技術(shù)在清潔電網(wǎng)中具備良好性能。受噪聲干擾影響，吞吐量下降至450 kbps，誤碼率升高至1.8×10-3，響應(yīng)延遲增長至80 ms，系統(tǒng)穩(wěn)定性下降至97.8%；在線路故障條件下，性能進(jìn)一步退化，傳輸速率降至350 kbps，誤碼率高達(dá)2.5×10-2，響應(yīng)時(shí)延增至120 ms，穩(wěn)定性降至95.2%。整體結(jié)果顯示，通信性能對信道質(zhì)量高度敏感，呈現(xiàn)隨干擾增強(qiáng)而遞減的趨勢，突顯出在復(fù)雜電網(wǎng)環(huán)境下優(yōu)化編解碼與信道自適應(yīng)策略的必要性。

結(jié)語

實(shí)驗(yàn)研究證實(shí)PLC技術(shù)在計(jì)量終端遠(yuǎn)程控制中的技術(shù)可行性，其依托電力線物理媒介實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)電能共線傳輸?shù)奶匦裕行Ы档土送ㄐ沤M網(wǎng)成本。測試數(shù)據(jù)顯示，系統(tǒng)在信道質(zhì)量良好時(shí)可實(shí)現(xiàn)500 kbps有效吞吐與1.2×10-4級誤碼控制，且50 ms級指令響應(yīng)速度可滿足常規(guī)控制需求。但面對30 dB以上噪聲干擾或線路阻抗異常時(shí)，通信性能呈現(xiàn)階梯式衰減，凸顯出信道自適應(yīng)算法的改進(jìn)空間。研究建議通過OFDM動(dòng)態(tài)頻譜分配與LDPC增強(qiáng)糾錯(cuò)機(jī)制提升系統(tǒng)魯棒性，尤其需強(qiáng)化故障工況下的信號重構(gòu)能力。該技術(shù)作為泛在電力物聯(lián)網(wǎng)的核心傳輸方案，其信道兼容特性與拓?fù)潇`活性為配電自動(dòng)化、需求側(cè)響應(yīng)等應(yīng)用場景提供了底層支撐，后續(xù)研究可結(jié)合人工智能信道預(yù)測模型進(jìn)一步拓展其在智能電網(wǎng)中的工程適用邊界。

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