精密高壓穩壓電源的研究與設計

陳振生，胡詠梅，李長青

（1．山東凱文科技職業學院 電工電子實訓中心，山東 濟南 250200；2．山東大學 控制科學與工程學院 ，山東 濟南 250061）

電子束曝光機的高壓電源波動直接影響制版精度，提高高壓電源的穩定度和可靠性是電子束曝光機由實驗階段走向實用階段的必經之路[1]。

為滿足我校研制的新型電子束曝光機對高壓電源技術指標的要求，我們設計和研制了最高輸出可達30 kV的精密高壓穩壓電源。在電源系統的設計中，采用了直接調整和間接調整相結合的復合調整方案，采用了集中補償和分散補償相結合的系統補償方式，對關鍵技術采取了針對性的有效措施。通過長期實際工作運行，證明該電源系統性能穩定、工作可靠，為電子束曝光機制版精度的提高提供了必備條件。

圖1 30 kV精密高壓電源原理框圖Fig．1 Fundamental diagram of 30 kV precision high voltage power supply

1 電源系統總體設計方案

該電源系統總體設計原理框圖如圖1所示，其主要特點如下所述。

1.1 采用交流穩壓器進行前級交流預穩

如圖1所示，220 V工頻電壓經穩壓變壓器交流預穩壓后，再給電源系統各單元電路交流供電。穩壓變壓器具有交流預穩、抗干擾、抑制過載電流和輸出短路保護等功能，對電源的穩定性和可靠性有重要作用。穩壓變壓器的電壓調整率≤1%，負載穩定度≤2%。

1.2 采用5 kHz正弦振蕩器作為逆變器

該電源系統的主要設計目標是高精度、高穩定性、低紋波和低漂移。通常高壓電源采用飽和式逆變器，其優點是功耗低，但存在輸出方波疊加高幅度尖峰脈沖的缺點，從而使輸出高壓中出現很大紋波[2]。為滿足低紋波輸出的設計要求，設置了5 kHz正弦振蕩器作為該電源系統的逆變器，它把700 V直流電壓變換為振幅可達320 V的5 kHz正弦電壓。由于正弦振蕩器輸出不存在尖峰脈沖，所以有效地降低了輸出紋波。振蕩器的振蕩頻率越高，輸出紋波越小，并且便于升壓變壓器的小型化設計，在兼顧振蕩頻率穩定的情況下，振蕩頻率設計為5 kHz。

1.3 采用雙閉環調整

為實現高穩定度的要求，該電源系統采取了雙環閉調整。調整閉環I由圖1中的取樣分壓器、比較放大器（由K1、K2、K3組成）、補償網絡I、倍壓整流濾波器和調整元件組成，這是在高壓回路內采用的直接調整方式。直接調整具有調整速度快，動態穩壓性好等優點，可在高環路增益的情況下不自激，為提高電源的靜態精度提供了有利條件[3]。調整閉環Ⅱ由取樣分壓器、比較放大器（由 K1、K2、K3組成）、補償網絡Ⅱ、跟隨器、5 kHz振蕩器、升壓變壓器和倍壓整流濾波器組成，這是調整元件設在低壓側的間接調整，其作用是對整流濾波器的輸出進行前期直流預穩，使調整閉環I中的調整元件壓降有一個盡可能低的設計值，這既提高了電源的穩定度，又延長了調整元件的壽命。

1.4 采取集中補償和分散補償相結合

該電源系統是兩級穩壓調節系統。 而且環路增益設計得足夠高以滿足靜態精度的要求，這就存在動態穩定的問題。為解決這一矛盾，采取了集中補償和分散補償相結合的補償方式。集中補償通過把圖I中的放大器K2設計為PID放大器來實現，其電路如圖2所示。為了減少各參數之間的影響，使 C2＞C1，R1＞R2，電路的傳輸函數為[4]：

式中：T1、T2為微分時間常數，T1=C1R1，T2=C2R2；T0為積分時間常數，T0=C1R0。

圖2 PID放大器原理圖Fig．2 Fundamental diagram of PID amplifier

分散補償由圖1中的補償網絡Ⅰ和補償網絡Ⅱ來實現。兩補償網絡分別對兩調整環路進行相位補償，以保證電源系統的高動態穩定性。兩補償網絡的電路結構相同，但電路參數不同，其電路結構如圖3所示，其傳輸函數為：

式中：T′1=R2C，是微分時間常數；T′2=（R1+R2）C，是積分時間常數。

圖3 分散補償網絡結構Fig．3 Network of dispersed compensation

1.5 比較放大器設計為雙通道放大器

直流通道由圖1中的K1和K2組成，交流通道由K3和K2組成，這樣可兼顧直流增益和交流增益的不同要求，電源系統的環路增益在低頻段很高，而在高頻段相對很低，這樣便于處理高靜態精度和高動態穩定性的矛盾，并有利于低紋波輸出。

1.6 采用交流平衡器

通常高壓穩壓電源的紋波電壓幅度主要由工頻電壓分量決定，難以達到高精度穩壓電源對輸出低紋波的要求。為了抑制高壓電源輸出的工頻紋波電壓，采用了交流平衡器。圖1中的交流平衡器的輸出為幅度和相位均可調的工頻交流電壓，該交流電壓經比較放大器放大后傳遞到電源輸出端，大大抑制了輸出電壓中的工頻紋波。

2 高穩定度設計

決定穩壓電源穩定度的關鍵因素是基準電壓源精度、比較放大器增益及其穩定性、取樣分壓比穩定性[5]。為此進行了如下針對性設計。

2.1 比較放大器的設計

1）增益核算

由于該電源系統采取了前級交流預穩和直流預穩，所用的比較放大器是高精度高穩定放大器，基準電壓源是高精度基準源，并且比較放大器和基準電壓源置于電磁屏蔽恒溫槽內，取樣分壓器電阻采用絕緣油冷卻，所以輸入工頻電壓和環境溫度對輸出電壓的影響可忽略，輸出電壓的變化主要由輸出電流的變化決定。為此，采用電源系統的負載效應來核算比較放大器的增益。

該電源系統采用了雙閉環調整，調整閉環Ⅰ是決定電源穩定度的主要因素，為此根據調整閉環Ⅰ來核算比較放大器的增益。由調整閉環Ⅰ可得如圖4所示的信號流圖[3]。圖中，Rd為調整元件內阻，Ri為由倍壓整流濾波器內阻，ΔU0為輸出電壓變化量，μ為調整元件的放大系數，n為取樣分壓比，K為比較放大器的增益絕對值，P為補償網絡衰減系數，ΔUg為調整元件柵陰電壓變化量，ΔIh為負載電流變化量。滿足μ knp＞μ＞1，Ri＞Rd，由圖 4 可推出 K 的表達式為

圖4 調整閉環Ⅰ的信號流圖Fig．4 Signal flowchart of regulation loopⅠ

式中Uo為電源輸出電壓。設計要求在時，所以 K 應滿足

輸出電壓分 30、25、20 kV 3檔。由（4）式可求出 3檔輸出對K的要求。K的實際設計值為5×105，滿足各檔輸出對K的要求，加之還有調整閉環Ⅱ的調整作用，使K具有足夠大的裕量。

2）低漂移低噪聲設計

要得到高壓電源低漂移和低紋波的高精度設計，必須設計低漂移、低噪聲比較放大器。對于多級直流放大器，其漂移、噪聲以及增益的穩定性主要由前置級決定，前置級增益越高，決定作用越強[6]。圖1中的放大器K1為比較放大器的前置級，其具體電路如圖5所示。電路中的運放選用高精度低漂移低噪聲運放ICL7650[7]，電阻均用高精密低噪聲線繞電阻 RX70-0．5 型，電阻 RP滿足補償條件 Rp=RF∥Rf。

圖5 前置級直流放大器Fig．5 First stage amplifier

對于圖5所示放大器可推導出放大器的等效輸入漂移電壓ΔV sr為[8]

式中，ΔT 為溫度變化量，?V0S/?T 和 ?I0S/?T 分別為運放失調電壓和失調電流的溫度系數，為閉環增益絕對值，即由（6）式可見，要減小漂移，要大，ΔT要小。取RF=5MΩ，Rf=500Ω。為減小溫度變化量ΔT，把前置放大器K1置于恒溫槽內。為進一步降低放大器噪聲，對恒溫槽進行可靠的電磁屏蔽設計。

2.2 采用高精度電壓基準源

采用REF102型高精度電壓基準源，其輸出電壓為10 V，溫漂≤2．5 ppm／℃， 長時間穩定度為 10 ppm/100 h， 在 0．1～10 kHz的頻率范圍內噪聲電壓為6μVP-P[9]，并對REF102的外圍電路進行精心的低噪聲低漂移設計，以保證基準電壓源的高度穩定性。將基準電壓源設置在電磁屏蔽恒溫槽內，以減少基準電壓的溫漂和電磁干擾。

2.3 保證取樣分壓比的高穩定性

取樣分壓器的高壓臂電阻全部選用4 MΩ、2W的RX70型精密電阻，并將其全部鑲入密封的有機玻璃圓筒內，再把圓筒放入絕緣油箱內。低壓臂電阻選用0．5W的RX70型精密電阻，并把它們全部放入電磁屏蔽恒溫槽內。

分壓器的電暈放電將影響分壓比的穩定性，進而使高壓輸出產生嚴重波動。因此防止分壓器產生電暈放電是保證高壓輸出穩定必不可缺的重要技術措施。為此，分壓器的高壓端裝有直徑為400mm、表面光潔度在Δ7以上的橢圓球，使高壓端的最大場強小于2．6 kV/cm。這一措施有效地消除了電暈放電，保證了分壓比的穩定性。

2.4 保證前級穩壓電源有足夠的精度

該電源系統共有5個前級直流穩壓電源，它們分別給電源系統的各相關單元電路供電，這些穩壓電源必須要有足夠高的穩定性，才能保證高壓輸出高技術指標要求。其中基準電壓源和前置級放大器K1的供電電源的技術指標要求最高，是獨立專用直流電源，不對其他單元電路供電，其電壓調整率≤2×10-4，負載調整率≤5×10-4，紋波電壓有效值≤1 mV，溫度系數≤5×10-5/℃。

3 性能指標測試及測試結果

3.1 性能指標測試

1）紋波電壓的測試

測試電路如圖6（a）所示，圖中RH為輸出負載電阻，用來模擬電子槍工作時的電子束流。Ei為可調的工頻輸入電壓。Ei維持220 V不變，在額定負載下 （100μA）高壓輸出經過35 kV、0．035μF的隔直電容將交流分量耦合到4 MΩ測量電阻上，用LM4000型示波器測量4 MΩ電阻上的紋波電壓。紋波電壓的主要分量是5 kHz分量，其次是50 Hz分量。考慮高壓電容的容抗以及示波器的輸入阻抗，由測得的4MΩ電阻的紋波電壓再換算出輸出電壓紋波系數。

2）電壓調整率的測試

測試電路如圖6（b）所示。圖中Ei為電壓可調的工頻交流輸入電壓，分壓器由精密電阻構成﹐分壓比為1/3 000。在維持額定負載不變的情況下交流輸入電壓Ei改變±10%，由7位半數字電壓表HD3455A測量分壓器輸出電壓，由測量值可換算出輸出直流電壓。根據輸出電壓變化換算出電壓調整率。

圖6 性能參數測試電路Fig．6 Test circuit of performance index

3）負載調整率的測試

測試電路如圖6（b）所示。維持交流輸入電壓Ei不變，負載電流由150μA上下變化100μA，由數字電壓表測量各種負載電流情況下的電壓。由測得結果計算出負載調整率

4）漂移的測試

測試電路如圖6（b）。維持交流輸入電壓及負載電流不變（室溫變化16～21℃）。用數字電壓表測量輸出電壓變化。連續測量9 h。由測量結果計算出輸出電壓的漂移，也就是輸出電壓的長期穩定性。

3.2 測得的技術指標

輸出電壓：20、25、30 kV

輸出電流：額定值100μA，最大值300μA

電壓調整率（～220 V±10%）

負載調整率（負載電流變化100μA）

紋波系數（負載電流為100μA）：

長期穩定度（負載電流為100μA）

3.3 高壓電源的應用

高壓電源給電子束曝光機電子槍提供加速電壓。高壓輸出的正級與電子槍陽極相接、負極與電子槍陰極相接。投入實際應用一年多以來，性能穩定、效果良好，提高了電子束曝光機的制版精度。對于4×4mm的掃描場，因高壓電源波動引起的掃描場波動僅有0．01μm，精度可達0．3×10-5。由于加速電壓的長期穩定性好，大大提高了電子束曝光機長時間工作時的制版合格率。

4 結束語

1）既采用直接調整與間接調整相結合，又采用集中補償與分散補償相結合，是實現高壓穩壓電源既有高靜態精度，又有高動態穩定性的切實有效的設計方案。

2）對比較放大器的前置級、基準電壓源和取樣分壓器的高精度設計，是實現高壓電源高精密度的關鍵設計。

3）采用工頻交流平衡器、交流負反饋、前期交直流預穩以及比較放大器低噪聲低漂移設計是實現低紋波輸出必不可少的措施。

[1]顧文琪．電子束曝光微納加工技術[M]．北京：北京工業大學出版社，2004．

[2]周志敏，紀愛華．電磁兼容技術[M]．北京：電子工業出版社，2007．

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[6]蔡建新 ，張唯真．生物醫學電子學[M]．北京：北京大學出版社，1997．

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[9]楊振江，蔡德芳 ．新型集成電路使用指南與典型應用[M]．西安：西安電子科技大學出版社，2000．