驅動式DC-DC變換器設計

付銘驥，蔡佳倧

（1.東華大學 電氣工程系，上海 201620；2.東華大學 通信工程系，上海 201620）

將一種直流電壓變換成另一種直流電壓稱為DC－DC變換。在DC－DC轉換技術中，采用直流斬波技術，廣泛應用于電動汽車、地鐵等交通工具中，其優點是可以獲得平穩的加速、減速、快速響應和節能效果。DC－DC變換器包括驅動式、變壓器隔離式等結構，筆者介紹的是采用斬波技術的驅動式升壓和降壓變換器。

1 系統概述

1.1 設計思想

設計該變換器的本質是設計穩壓電源。穩壓電源設計包括線性穩壓電源、集成穩壓電源和開關穩壓電源，線性穩壓電源，是指調整管工作在線性狀態下（工作在放大區）的直流穩壓電源。由于線性穩壓電源的調整管相當于一個電阻，電流流過電阻時會發熱，所以工作在線性狀態下的調整管，一般會產生大量的熱，導致效率不高。這是線性穩壓電源的一個最主要的缺點。解決這一問題的根本辦法是使調整管工作在開關狀態，可以設想，如果調整管工作在開關狀態，那么當其截止時，因電流很小（為穿透電流）而管耗很小；當其飽和時，因管壓降很小（為飽和壓降）而管耗也很小，這將大大提高電路的效率，線性穩壓電路的效率僅為30%～40%，而開關穩壓電源的效率高達70～95%[1]。

1.2 總體工作情況

筆者設計了一個斬波式開關穩壓電源，分別實現DC－DC升壓和降壓。圖1為本文的實驗原理框圖。

圖1 開關電源的原理框圖Fig.1 Block diagram of switch power supply

1.3 各個功能組成

整個變換器可以分為4部分，包括驅動式方波電路、功率管組成的調整電路、濾波電路和比較采樣電路。

1.3.1 方波發生器

555定時器是一種多用途的單片中規模集成電路。該電路使用靈活、方便，只需外接少量的阻容元件就可以構成單穩、多諧和施密特觸發器。多諧振蕩器是一種自激振蕩電路，當電路連接好以后，只要接通電源，在其輸出端便可獲得矩形脈沖，如圖2所示，是一種占空比可調的方波發生電路，調節滑動變阻器的位置，即可改變輸出方波的占空比[2]，占空比與電流輸出能力有關，占空比越大，輸出電流越大。

圖2 方波發生器Fig.2 Square-wave generator

1.3.2 采樣比較電路

比較放大電路由一個穩壓管，一個滑動變阻器，若干電阻和LM339運算放大器組成，如圖3所示，其中在電源和一個限流電阻的作用下，穩壓管保持反向截止，電壓約為3 V基準電壓，接入LM339的負極性端；LC濾波的輸出電壓也就是最后的輸出電壓為UN送入正極性端，電路輸出穩定的電壓經過采樣得到電壓與基準電壓之差，經運算放大器LM339的放大作用，得到控制信號UC，控制調整管的工作狀態[5]。

當由于某種原因導致Uo升高時，采樣電路將這一趨勢送到LM339的正相輸入端，并與反相輸入端的Uref約等于3 V進行比較，則LM339輸出高電平，小功率管T3導通，中功率管T2截止，大功率管T1截止，從而降低了占空比q，使UO降低，可知通過斬波達到了穩壓的效果。當由于某種原因導致Uo降低時，與上述變化相反。通過調節滑動變阻器的分壓值，可以改變升壓和降壓的倍數。

圖3 采樣比較電路Fig.3 Sampling compared circuit

1.3.3 調整管電路

如圖4所示，調整管電路由大功率管T1（PNP管），中功率管T2（NPN管）和限流電阻R4組成。通過分析可知，流過調整管T1的電流Ic近似等于負載電流IL。負載電流增加意味著擴大調整管的電流，調整管作為大功率管，其放大倍數都較小，從而需要更大的基極電流。為了解決這一矛盾，可采用中功率T2管配合，在調整管的基極和中功率集電極之間加一個小電阻，用以降低調整管的基極控制電流，這個電阻必須滿足在使T2不燒毀的情況下盡量的小。在T2管的基極加上一個電阻，以免因為T2的基極上直接加12 V電壓而使管子燒毀。

圖4 DC-DC降壓電路Fig.4 DC-DC set-down circuit

若不考慮反饋時，由555多諧振蕩器對中功率管的基極提供方波，則中功率管T2處于開關狀態，當T2處于飽和狀態時，大功率管T1導通處于飽和狀態，此時T1的集電極近似為高電平12 V（忽略飽和壓降）；當T2處于截止狀態時，則T1也截止，T1的集電極出低電平0 V，這樣大功率管T1和中功率管T2均處于開關狀態，T1輸出的波形送入LC濾波電路進行濾波。

1.3.4 LC濾波電路和尖峰電壓吸收電路

如圖4所示，L1和C3構成了LC濾波電路，實現換能電路將方波濾成直流電，當電容C3在電源供給的電壓升高時，把部分能量儲存起來，當電源電壓降低時，就能把能量釋放出來，使負載電壓比較平滑；與負載串聯的電感L1，當電源供給的電流增加時，把能量儲存起來，而當電流減少時，又把能量釋放出來，使負載電流比較平滑[3]。

在濾波電路中，如果電感L數值太小，在Ton期間儲能不足，那么在Toff還未結束時，能量已放盡，將導致輸出電壓為零，出現臺階，此時電路工作在斷續導電模式[4]，這是不允許的。該過程中，輸入和輸出電壓關系可用公式（1）來表示：

同時為了使輸出電壓交流分量足夠小，C的取值應該足夠大。換言之，L和C的值越大，Uo的波形越平滑，此時電路工作在連續導電模式。

圖5為升壓電路的multisim仿真圖，電感L1為儲能電感，旁邊的C1和R14為尖峰電壓吸收電路，由于電感L1的電流不能突變性，在輸入信號低電平時，三極管集電極會出現幾百伏尖峰高壓，因此需吸收電路進行吸收，用1 kΩ電阻和0.1 μF電容組成吸收回路吸收尖峰電壓，則電阻越小吸收得越多。

圖5 DC－DC升壓電路Fig.5 DC－DC set-up circuit

2 電路組構與調試

2.1 設計總原理及仿真圖

在multisim軟件中，對升壓和降壓變換器分別進行仿真，如圖4和圖5所示，構成一個完整的DC－DC調壓系統，在圖4的降壓系統中，若不考慮反饋，在方波發生器輸出矩形波的驅動下，中功率管T2工作在開關狀態。當T2工作在開（即飽和狀態時），T1也工作在飽和狀態；T2工作在截止狀態時，T1也工作在截止狀態，由此可知，T1，T2處于同時開或者同時關的狀態，頻率即為方波發生器輸出的矩形波頻率。

考慮反饋，在前面分析的基礎上，若電路輸出電壓高于5 V，則經采樣分壓后送入LM339同相端的電壓將高于3 V，與反相端的3 V經過比較器，LM339輸出為高電平 （LM339高電平大約為12～14 V），小功率管T3飽和導通，則此時中功率管的基極可視為接地，中功率管T2截止，則引起T1截止，濾波電路的輸入電壓的占空比降低，輸出電壓降低，直到濾波電路輸出電壓小于5 V，經采樣，LM339同相端低于3 V，LM339出低電平0 V，又根據LM339輸出端的OC門結構，可知此時小功率管T3的基極為低電平，小功率管截止，導致中功率管進入飽和狀態，同時大功率管進入飽和狀態，濾波電路的輸入端電壓占空比升高，直到濾波電路的輸出電壓大于5 V，如此往復。此后電路處于動態平衡中，輸出電壓穩定在5 V。

圖6為升壓電路的仿真輸出波形，由圖可見，經過短暫的上升過程，輸出電壓基本穩定在12 V。

圖6 升壓電路仿真波形Fig.6 Boost circuit simulation waveforms

2.2 設計的實際電路輸出波形

經過multisim仿真，構建實際電路，圖7和圖8為實際電路中升壓電路的部分輸出波形。

圖7 集電極輸出的尖峰電壓Fig.7 Peak output voltage of the collector

圖8 帶反饋的集電極輸出波形Fig.8 Peak output voltage of the collector with feedback

2.3 紋波分析

紋波是一個直流電壓中的交流成分。直流電壓本來應該是一個固定的值，但是很多時候它是通過交流電壓整流、濾波后得來的，由于濾波不徹底，就會有剩余的交流成分。

調整管電路輸出端的濾波電容不可能無窮大，而是一個有限值，所以輸出端電壓含有脈動紋波成分，對于連續導電方式有公式（2）：

式（2）中fs為開關頻率，fs=1/T，fc為LC低通濾波器的固有頻率。說明紋波可以通過LC低通濾波的固有頻率來降低，使 fs＜＜fc，可使紋波降至最小[6]。

3 結束語

開關電源能耗低，輸出電壓穩定，是理想的直流調壓方案。根據驅動式直流變換器的工作原理，分別設計了DC－DC升壓和降壓變換器，使用multisim軟件進行仿真，并在實際電路中進行驗證。實驗證明，升壓變換器可實現輸入5 V直流電壓，輸出12 V直流電壓；降壓變換器可實現輸入12 V直流電壓，輸出5 V直流電壓，具有良好的直流變換功能。

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