微機控制高頻脈沖列實現晶閘管“雙窄脈沖觸發”的研究與應用
2011-12-31 00:00:00劉覺民,付義,向增,秦攀,祖映翔
湖南大學學報·自然科學版 2011年12期
摘 要：運用沖量定理深入分析了高頻脈沖列觸發晶閘管的機理； 通過建立勵磁回路和晶閘管觸發回路數學模型，由晶閘管開通時間、擎住電流、勵磁回路與觸發回路模型參數等數據，計算出感性負載下晶閘管觸發的最小脈沖寬度和高頻脈沖列周期與脈寬，據此設計出微機控制高頻脈沖列晶閘管“雙窄脈沖觸發”程序.樣機試驗表明，晶閘管三相可控整流橋各路高頻脈沖列和勵磁電壓波形穩定、對稱性好，晶閘管觸發精度高，達到勵磁裝置設計要求.
關鍵詞：高頻脈沖列；沖量定理；脈沖變壓器；雙窄脈沖觸發；感性負載
中圖分類號：TM76 文獻標識碼：A
Research and Application of Realizing Thyristor
Trigger Using “Double Narrow Pulse” by the Microcomputer
Control High-frequency Pulse Column
LIU Jue-min，FU Yi，XIANG Zeng，QIN Pan，ZU Ying-xiang
(College of Electrical and Information Engineering， Hunan Univ， Changsha， Hunan 410082， China)
Abstract:By using impulse theorem， we have analyzed the mechanism of trigger thyristor by high-frequency pulse instead of width pulse .Through the establishment of an excitation circuit and a trigger thyristor circuit mathematical model and with the thyristor switch time， latching current， perceptual load and pulse transformer model parameters， we have calculated the thyristor conduction of minimum pulse width，cycle and pulse-width of equivalent high-frequency pulse column. Accordingly， we have designed thyristor \"double narrow pulse triggering\" program based on microcomputer control high-frequency pulse column. A prototype test waveforms and data of trigger microcomputer excitation system have shown that high-frequency pulse column and the excitation voltage waveform of three-phase controlled thyristor rectifier bridge rostrum are stable and have good symmetry. Also， the excitation voltage is stable and continuously adjustable. It has satisfied the requirements of wide pulse triggering.
Key words:column of high-frequency pulse；theorem of impulse；pulse transformer；double narrow pulse trigger；perceptual load
在微機勵磁系統變流電路中，用于電氣隔離的晶閘管觸發脈沖變壓器對高電平不具備保持能力，傳輸觸發脈沖的寬度遠小于晶閘管導通時實際所需的脈沖寬度.如不采取措施，將導致晶閘管不能可靠觸發，整流輸出波形不穩定，勵磁系統不能正常工作.通常采用模擬電路或數字電路生成高頻脈沖列以代替一定寬度的觸發脈沖.
以高頻脈沖列代替一定寬度的觸發脈沖觸發晶閘管，其基本原理何在？本文運用沖量定理，結合晶閘管的開關特性，深入分析其機理，并根據晶閘管的開通時間tgt、擎住電流iL、觸發電流iG以及感性負載電感量、脈沖變壓器模型參數等數據，定量計算出電感負載條件下晶閘管觸發脈沖的寬度和高頻脈沖列的頻率與脈寬，設計出高頻脈沖列觸發程序.樣機試驗和現場運行均取得良好效果，微機勵磁系統三相整流電路各晶閘管觸發可靠，運行穩定.
1 感性負載時晶閘管觸發脈沖寬度及計算
發電機微機勵磁系統三相全控整流橋輸出負載為發電機提供勵磁功率，屬感性負載［1-3］.晶閘管導通后，勵磁回路等效為直流電源E與晶閘管正向導通電阻R1、勵磁繞組電感L和電阻R2構成的串聯電路，勵磁回路及陽極電流id（t）波形如圖1所示.
晶閘管初始導通時，由于電感電流不能突變，勵磁繞組電流從零開始增大，經過時間ton，晶閘管陽極電流即勵磁回路電流id（t）上升到擎住電流iL，即晶閘管觸發脈沖寬度必須大于ton，晶閘管才能完全導通， 見圖1（b）.
晶閘管導通后的勵磁回路，如圖1（a）所示.電壓方程式如下：
Ldid(t）dt+(R1+R2)id(t）=E （1）
令R1+R2=R，則一階微分方程的解為：
id(t）=ER(1－e－Rt/L)（2）
晶閘管從阻斷轉為導通，陽極電流id（t）必須上升到iL以上，即滿足非線性關系：
ER(1－e－Rt/L)≥iL （3）
由et 的泰勒級數公式
et=1+t1！+t22!+…+tnn!
省略二次以上的高次項，可將式（3）化簡為：
ELt≥iL （4）
由式（4）可以算出晶閘管感性負載時導通所需的最小觸發脈沖寬度ton.已知某發電機勵磁繞組電感L=3 H，電阻R2=120 Ω，整流勵磁電壓E=45 V，晶閘管的擎住電流iL=10 mA，導通時其電阻等于正向平均電阻R1=Ron=2 Ω，解出t≥667 μs，即觸發脈沖寬度約為12°，考慮晶閘管的開通時間tgt和留有一定裕度［4-6］，本文取15°(833 μs).
此觸發脈沖寬度遠超出脈沖變壓器傳輸脈寬極限，而脈沖變壓器傳輸脈沖寬度一般小于200 μs［7］.為解決這個問題，可采用高頻脈沖列代替寬觸發脈沖.
2 用高頻脈沖列代替寬脈沖的機理分析
沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在慣性環節上，其環節的輸出響應波形基本相同，沖量即指窄脈沖的面積，如圖2為形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖，其中圖2（a）為矩形脈沖，圖2（b）為三角形脈沖，圖2（c）為正弦半波脈沖，圖2（d）為單位脈沖函數 δ（t），它們的面積（即沖量）都等于1.將輸入f（t）加在看成慣性環節的圖1（a）RL電路上，設電流i（t）為電路的輸出，圖2（e）為不同窄脈沖時i（t）的響應波形，從波形可以看出，在i（t）的上升段，波形略有不同，但下降段幾乎完全相同.脈沖越窄，各響應波形差異就越小.用傅里葉級數分解后，可看出各i（t）在低頻段的特性非常接近，僅在高頻段有所不同.
上述原理稱為面積等效原理，它是高頻脈沖列代替寬脈沖的理論基礎［8］.
以下分析如何用高頻脈沖列來代替寬脈沖及其機理.
把圖3（a）的寬脈沖分成N等份，就可以把寬脈沖看成由N個彼此相連的脈沖序列組成的波形.將該脈沖序列用相同數量的等幅等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應寬脈沖部分的中心重合，且矩形脈沖和相應的寬脈沖部分面積相等，得到3（b）所示的高頻脈沖序列.根據面積等效原理，此高頻脈沖列的電流響應i（t）與寬脈沖的響應效果相近， i（t）響應波形如圖3（c）.
從電壓源e（t）的第一個脈沖上升沿起，i（t）由零逐漸增加，脈沖變壓器電感Lx吸收能量，當脈沖高電平結束時，電感釋放儲能，i（t）減小.當i（t）下降到晶閘管的門級觸發電流iG時，下一個脈沖同時開始，重復此過程.在晶閘管導通所需脈沖寬度期間內觸發電流始終大于iG，從而實現勵磁回路電感性負載下晶閘管的正常導通.
此外，晶閘管實際導通時間較高頻脈沖上升沿時間滯后，由于觸發電流從0上升到iG需要時間，見圖3（c）.
3 高頻脈沖列的周期與脈寬計算
由電流波形圖3（c）可知，要計算高頻脈沖列的周期T，只需計算出圖中電流上升時間t1和下降時間t2，該高頻脈沖周期T=t1+t2.
晶閘管導通后，其電阻很小，可忽略不計.將脈沖變壓器模型經過簡化，晶閘管觸發回路等效為脈沖電壓源e（t）、變壓器短路漏抗Lx和短路電阻Rx的串聯電路［9-10］，其電路模型如圖4所示，圖中虛線框內為脈沖變壓器等效圖，脈沖電壓源e（t）為激勵信號，觸發電流i（t）為響應信號.
當高頻脈沖為高電平時，電路等效為直流電源給電感Lx與電阻Rx供電，由式（2）知觸發電流i（t）呈指數函數快速增大，直到高電平結束，因此t1=t0，此時電流為最大值i（0+）：
i(0+)=ERx(1－e－Rxt0/Lx)
當高頻脈沖從高電平變為低電平，電路變為具有初始電流i（0+）的電感Lx與電阻Rx構成的閉合回路，此回路電壓方程式：
Lxdi(t)dt+Rxi(t)=0 （5）
其解為：
i(t)=i(0+)e－Rxt/Lx=ERx(1－e－Rxt0/Lx)e－Rxt/Lx （6）
由i(t)≥iG，即臨界情況：
ERx(1－e－Rxt0/Lx)e－Rxt/Lx=iG （7）
解出電流下降時間t的最大值t2：
t2=Lx［E(1－e－Rxt0/Lx)－iGRx］RxE(1－e－Rxt0/Lx) （8）
同時由沖量定理面積相等原則，E×t0=U×T=U×(t0+t2)，得到：
t0=U×(t0+t2)E（9）
式中U為晶閘管門級觸發電壓，E為高頻脈沖高電平幅值.由式（8），（9）聯立解出：
t2=Lx2Rx(1+1-iG(E-U)Rx4EU)(10）
t0=ULx2(E-U)Rx(1+1-iG(E-U)Rx4EU)(11)
即高頻脈沖周期T= t1+t2 = t0+t2，頻率f=1/T.
已知脈沖變壓器短路阻抗參數Rx=24 Ω，Lx =2.62 mH以及E=24 V，U=10 V，iG=2 mA［5，10］，代入式（10），（11）算出t2=103.2 μs，t0=72.8 μs，由T= t0+t2得高頻脈沖周期T的最大值為176 μs，對應最小頻率為5.5 kHz，導通晶閘管的高頻觸發脈沖個數至少為5個.為保證觸發的可靠性，取頻率略大于臨界值，即9.6 kHz，周期為104 μs，高頻脈沖寬度為43.4 μs，此時高頻觸發脈沖列包含8個窄脈沖.
根據高頻觸發脈沖的伏微秒積小于等于脈沖變壓器額定伏微秒積的原則［11］，可選擇MB419-301型脈沖變壓器，輸入電壓幅值24 V，傳輸脈沖寬度100 μs，變比3∶1；采用72.8 μs脈寬或43.4 μs脈寬的兩種頻率的脈沖列，其脈寬均小于該脈沖變壓器的傳輸脈寬（100 μs），滿足傳輸要求.
4 高頻脈沖列微機觸發程序設計與實現
微機勵磁系統功率單元采用三相橋式整流電路，要求每隔60°，按［VT6，VT1］→［VT1，VT2］→［VT2，VT3］→［VT3，VT4］→［VT4，VT5］→［VT5，VT6］的順序導通晶閘管，觸發脈沖為上文計算出的高頻脈沖列.假設VT6，VT1作為第一組導通的晶閘管，下一個60°的時間內將導通VT1，VT2，依次類推.圖5為高頻脈沖列實現“雙窄脈沖觸發方式”觸發電壓波形.
用數字信號處理器DSP的事件管理器控制觸發脈沖列，將PWM1~PWM6管腳輸出的脈沖經過隔離、放大后分別接VT1~VT6的門級.從同步變壓器上采集同步觸發信號，經電壓互感器變換、過零比較和光電隔離之后，形成3 V的矩形脈沖信號.當同步信號從負變為正時，DSP檢測到過零點，進入中斷子程序.
高頻觸發脈沖列程序包括3個中斷，觸發程序流程圖如圖6所示：①當DSP捕獲到過零點后，進入CAP捕獲中斷處理程序.首先計算機端電壓周期；后判斷是否允許觸發(是否缺相、是否對應正序或負序).若不允許，將PWMx口設為高阻態，并禁止全部比較中斷；若允許觸發，根據相序相位自適應算法進行推算，準備對哪兩路PWMx置高［12］；最后將觸發角α所對應的計數器值賦給T2CNT.②在T2比較中斷中，使能T2周期中斷標志，根據周期中斷次數賦不同值給T2PR，8個窄脈沖共需要16次周期中斷.③T2PR周期中斷中，根據觸發順序設置對應兩路的PWMx電平，并根據周期中斷次數來設置下一周期值.
微機勵磁系統CPU采用TMS320LF2812為CPU芯片，用C語言在CCS3.0上編寫調試程序，并下載到Flash上.同步發電機采用自并勵方式勵磁，感性負載時，觸發角的變化范圍為0°~90°.
5 試驗結果
試驗在電力系統動態模擬實驗室進行.采用微機勵磁系統高頻脈沖列晶閘管觸發方式，示波器觀察的晶閘管高頻脈沖列電壓波形如圖7所示，觸發角為65°時勵磁電壓波形如圖8所示，圖中電壓幅值已縮小10倍，脈沖列波形和勵磁整流波形對稱性好，無波頭缺失.
試驗時，調節給定觸發角α，將實際測量的勵磁電壓值與給定值（Ud=2.34Uacosα）對比，并計算出每次實測值與給定值的相對誤差，見表1.表中數據表明，采用高頻觸發脈沖列產生的勵磁電壓穩定、誤差小.
6 結 論
1）運用沖量定理，深入分析了用高頻脈沖列代替寬脈沖觸發晶閘管的機理.
2）由勵磁回路模型參數，計算出感性負載下晶閘管導通的最小脈沖寬度；再根據晶閘管的開通時間、擎住電流以及脈沖變壓器模型參數，計算出高頻脈沖列周期與脈寬，揭示了高頻脈沖列的周期和脈寬與電路參數的關系.
3）根據計算結果設計出高頻脈沖列 “雙窄脈沖觸發”程序，經樣機測試與現場運行均取得了滿意效果，證明該方法的可行性和有效性.
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