三阻帶特性的超寬帶天線研究與設計

白玉，楊曉冬

(哈爾濱工程大學信息與通信工程學院，黑龍江哈爾濱150001)

隨著現代科學技術的迅速發展，低功率及高傳輸速率成為現代無線通信關鍵技術.特別是2002年美國聯邦通信委員會開放了3.1～10.6 GHz超寬帶通信無線電頻段的商業許可.超寬帶技術由于其高傳輸數據成為了目前通信技術的一個研究熱點.

室內無線通信要求超寬帶天線具有體積小、重量輕及全向性好的特點.目前已經有很多的天線設計可以滿足3.1～10.6 GHz超寬帶通信無線電頻段通信的需要.例如:曲線形天線［1］、菱形天線［2］、環形天線［3］、蝴蝶結形天線［4］、三角形天線［5］及正方形帶T型槽的天線［6］.但是由于超寬帶頻段帶寬太寬，與目前已經存在的一些窄帶系統存在頻段交疊的現象.這些窄帶的通信系統包括:WLAN、Wimax、IEEE 802.11a頻段及C波段和X波段衛星通信頻段.考慮到此，很多研究者設計出帶有阻帶抑制特性的超寬帶天線來減小窄帶通信對超寬帶系統的影響［7-11］.例如:寄生參數［7］或槽孔天線［8］、SSRs 天線［9］、C 型天線［10］及 E 型天線［11］等.但是目前大部分阻帶抑制的天線僅僅可以完成單阻帶和雙阻帶的抑制，無法完成三阻帶抑制的設計.更為嚴重的是目前的阻帶抑制天線設計很難對阻帶中心進行控制，設計不夠靈活.

本文提出一款緊湊的共面波導饋電的超寬帶天線，其具有獨特的三阻帶抑制特性.三阻帶抑制特性是由缺陷地結構和多階開路存根結構帶來的.對此天線進行了詳細的分析和研究，并進行了實際的制作和測試.

1 天線基本結構

圖1展示了所設計天線的整體布局.天線整體印制在厚度1.6 mm，相對介電常數2.65的聚四氟乙烯材料上.天線的整體尺寸為21 mm×28 mm(L×W).整體天線包含矩形寬槽結構、叉狀輻射結構、嵌入的三階開路存根結構、嵌入缺陷地結構及50Ω共面波導饋電結構.矩形寬槽結構的關鍵參數是L和W;叉狀輻射結構的關鍵參數是L4和W5;嵌入的三階開路存根結構的關鍵參數是L5、L6、W3和W4;嵌入缺陷地結構的關鍵參數是L1、L2、W1和W2;50Ω共面波導饋電結構的關鍵參數是W6和s.嵌入的三階開路存根結構和缺陷地結構可以產生需要的3個阻帶.嵌入的三階開路存根分為2組，第1組是由第1階stub和第3階stub組成.這1組完成第1個阻帶的設計，第2組是由第2階stub結構組成.這1組完成第2個阻帶的設計.缺陷地結構完成最后1個阻帶的設計.

圖1 天線布局Fig.1 Geometry of the antenna

2 天線相關參數分析及優化

圖2展示了所設計天線的整體的設計過程.過渡天線1本質上就是在原型天線的基礎上使用階躍阻抗變換的缺陷地結構(SIR-DGS).實際上，缺陷地結構(DGS)在濾波器的設計當中比較常見.近年來也有相關的一些研究者把這個結構引入到天線的設計當中.本文的作者之前也對缺陷地在天線中的應用做了大量的相關研究［12-22］.但是目前對于天線中的缺陷地結構的應用大多停留在普通的矩形槽的基礎上，本文創新地引入了SIR-DGS結構.對于普通的DGS結構而言，槽孔的長度是唯一的關鍵參數.這個長度可以通過式(1)得出［12］.式中:L表示槽孔的長度，εre表示相對介電常數，c為光速.對于SIR-DGS而言，在繼承普通的DGS結構優點的基礎上，增加了第2個可調關鍵參數W2.在布局長度尺寸受到限制的時候，可以通過調整槽孔的寬度來完成對阻帶的精確設計.這樣就可以增加系統的設計自由度.

圖2 天線的設計流程Fig.2 Process of the proposed UWB antenna

圖3(a)描述了基于普通的DGS結構下，電壓駐波比(VSWR)隨著L2的變化規律.從中可以看出，隨著L2的增加，阻帶的中心隨之降低.但是由于本天線尺寸的限制，L2的尺寸不可能無限制的增加.故此使用普通的DGS設計只能完成5～7 GHz的阻帶設計.但是本設計希望DGS可以在4 GHz附近完成阻帶的設計，故此引入了SIR-DGS.圖3(b)描述了基于SIR-DGS結構下，VSWR隨著W2的變化規律.從圖中可以看出，隨著W2的增加，阻帶的中心實現更大程度的降低.換句話說使用SIR-DGS可以完成4 GHz附近阻帶的設計.為了進一步研究天線的特性，這里使用仿真軟件對天線的表面電流進行仿真分析.圖4展示了在不同頻率下的天線的表面電流.圖4(a)和(c)展示了天線處于通帶的情況下的表面電流分析.在這樣的情況下，表面電流主要集中在CPW饋電和叉形輻射片附近，在SIR-DGS附近電流較小.圖4(b)展示了天線處于阻帶的情況下的表面電流分析.在這樣的情況下，表面電流主要集中在SIR-DGS附近，在CPW饋電和叉形輻射片附近電流較小.換言之，在SIRDGS附近的強電流可以激發出阻帶特性.

圖3 仿真VSWR隨著W2的變化規律Fig.3 Simulated VSWRs with W2

圖4 過渡天線1在不同頻率下的表面電流分布Fig.4 Simulated current of the proterotype antenna in different frequencies

過渡天線2在原型天線的基礎上嵌入3階開路stub結構.3階開路stub的基礎是普通stub結構.過渡天線2可視為如圖5所示的2個天線的復合.

本質上圖5中的天線(a)和(b)都是基于普通的stub結構，有所區別的是(b)為了可以和(a)復合把stub移到了2邊，同時為了保證天線的全向特性所以變為2階stub.對于stub結構而言，長度是關鍵的參數.由以前的研究可知，這個長度與阻帶的中心頻率關系仍然可以由式(1)得出.不過此時的L表示的是stub的長度.圖6展示了過渡天線2的復合的過程.基本上過渡天線2(圖5中的(c)天線)可以視為圖5中所示的天線(a)和(b)的復合.進一步分析過渡天線的關鍵參數，這里繼續對過渡天線2進行研究.圖7展示了過渡天線2的VSWR隨著L5和L6的變化規律.圖7(a)中所示，過渡天線2的第1個阻帶的中心頻率隨著L6的增加而逐漸減小.基本上可以看出這個阻帶的調整范圍為5～7 GHz.圖7(b)中所示，過渡天線2的第2個阻帶的中心頻率也隨著L5的增加而逐漸減小.基本上可以看出這個阻帶的調整范圍為7～9 GHz.

圖5 過渡天線2的設計過程Fig.5 Design process of the proposed antenna 2

圖6 圖5中所示3個天線的|S11|和VSWR仿真結果Fig.6 Simulated|S11|and VSWR with proposed antennas in Fig.5

與上面對SIR-DGS的分析類似，這里也對嵌入3階的stub天線進行了表面電流仿真.圖8展示了在不同頻率下的天線的表面電流.圖8(a)和(d)展示了天線處于通帶的情況下的表面電流分析.在這樣的情況下，表面電流主要集中在CPW饋電和叉形輻射片外沿附近，在3階stub附近電流較小.圖8(b)和(c)展示了天線處于阻帶的情況下的表面電流分析.在這樣的情況下，表面電流主要集中在3階stub附近，在CPW饋電和叉形輻射片外沿附近電流較小.換言之，在3階stub附近的強電流可以激發出阻帶特性.

圖7 天線2的VSWR隨著L5和L6的變化規律Fig.7 Simulated VSWR with L5 and L6 about antenna 2

圖8 過渡天線2在不同頻率下的表面電流分布Fig.8 Simulated current of the proposed antenna 2 in different frequencies

基于上面的分析，這里最終得到了如圖1所示的三阻帶抑制特性的超寬帶天線.為了衡量天線的整體特性，這里同樣使用全波電磁仿真軟件對最終設計的天線進行了關鍵參數的研究和分析.其中最主要的3個關鍵參數是L5、L6和W2.

圖9展示了最終設計的天線VSWR隨L5、L6和W2的變化規律.由圖9(a)可知，通過調整W2的寬度，第1個阻帶的頻率可以在3.5～5.5 GHz內調節.從圖9(b)可以看出，通過調節L6的長度，第2個阻帶的頻率可以在5.5～7.5 GHz內調節.從圖9(c)可以看出，通過調節L5的長度，第3個阻帶的頻率可以在7～9 GHz內調節.由此可以看出這樣的天線的3個阻帶基本上可以覆蓋整個超寬帶頻段.同時有一點非常值得高興的是3個阻帶的調節相對獨立、互不干擾.因此，設計者就可以根據實際情況的不同來選取不同的參數來抑制干擾信號.

具體說來對于抑制Wimax干擾可以選取合適的W2來完成，對于抑制WLAN及C波段雷達的干擾可以通過選取合適的L6來完成，對于抑制X波段的干擾可以通過選取合適的L5來完成.總之對于目前常見的干擾，此款天線均可以很好地抑制.

圖9 仿真VSWR隨L5、L6和W2的變化規律Fig.9 simulated VSWRs with various parameters L5，L6 and W2

基于上述的參數研究，所設計的天線進行了大量的優化調整.最終得到的天線參數如下所示:L=28 mm，W=21 mm，L1=5 mm，L2=20 m，L3=13.5 mm，L4=7.7 mm，L5=7 mm，L6=9.5 mm，W1=0.8 mm，W2=4 mm，W3=0.8 mm，W4=1 mm，W5=1 mm，W6=1.4 mm，S=0.3 mm，g=1.2 mm.

為了進一步的研究天線的特性，這里對所設計的天線進行時域仿真分析.仿真示意圖如圖10所示.天線位于笛卡爾坐標系的中心，觀測點為了描述方便使用球坐標系.

由于觀測點位于天線的遠場區，故此距離值不是關鍵參數.關鍵參數是2個方位角 .同時考慮到天線的對稱性，只需選取3個點作為觀測點即可.本文選取的觀測點為(0，0)，(45，0)和(90，0).圖11中展示了各個點的時域波形.可以看出基本上天線在這3個位置的時域波形規律較為一致.為了更加清晰反映其特征，這里對其進行了FFT變換，變換結果描述在圖12中.從圖12中，可以清晰的看出在這個3個觀測點所得到的時域波形具有很好地一致性，雖然在幅度上有所不同.

圖10 天線時域仿真示意Fig10 Time domain simulation schemes

圖11 天線的時域波形Fig.11 Time domain wave form

同時還得到了3個觀測點的電場強度.圖13展示了3個觀測點電場強度的分布.由圖13可知在不同的觀測點電場強度的分布規律非常的一直，這個現象與圖11～12展示的結果一致.

圖12 天線時域波形的頻譜分析Fig.12 Frequency analysis about time domain wave form

圖13 不同觀測點的電場強度Fig.13 Different views of the electric field

從上面的分析可知，設計的天線的時域一致性較好，全向性也很不錯.

3 測試結果分析

為了評估天線的性能，該天線得到了制作和測試.實際制作的天線的照片如圖14所示.此天線的VSWR使用HP8757D矢量網絡分析儀測試得出.為了進行對比分析，原型天線也進行了實際的制作和測試.天線的VSWR對比分析如圖15所示.

從圖15中可以看出，測試結果和仿真結果吻合的較好.存在的一點差異應該來源于SMA等接頭.畢竟仿真的時候不考慮這些過渡區域，而在實際制作的時候過渡避免不了.但總的說來設計的天線的三阻帶特性滿足設計指標，符合要求.天線的方向圖也得到了實際的測試，3.5、6.5和10 GHz測試結果如圖16所示.從圖中可以看出，該天線在E面上基本上呈現全向特性，在H面平面上近似全向特性.雖然隨著頻率的增加，天線的方向圖或多或少的會有所惡化，但是整體仍然可以視為全向.

圖14 實際制作的天線照片Fig.14 The photograph of the proposed antenna

圖15 設計天線和原型天線的VSWR對比Fig.15 The VSWR comparison of the designed antenna and prototype antenna

圖16 天線方向圖Fig.16 Radiation pattern of the antenna

此外所設計的天線的最大功率也通過與單極子天線對比的方式得出.測試結果如圖17所示.總的說來設計的天線在除了3個阻帶的頻段外，可以獲得較為穩定的最大增益.

如圖17所示，天線的增益維持在2～4 dBi附近.第1個阻帶處增益 -3.4 dBi，第2個阻帶附近增益-2.4 dBi，第3個阻帶附近增益-2 dBi.

圖17 設計天線和原型天線的增益對比Fig.17 The gain of the antenna comparison of the designed antenna and prototype antenna

4 結束語

設計了一款緊湊的具有三阻帶抑制特性的超寬帶天線.該天線的3個阻帶是由嵌入的SIR-DGS結構及三階開路stub結構來實現.經過測試和分析，結果表明此天線不僅僅具備了良好地三阻帶抑制特性還具有很好地全向輻射特性.更為關鍵的是這3個阻帶可以獨立調節，且調節手段簡單有效.仿真和測試結果均表明該天線在整個超寬帶頻段內具有良好的全向特性，同時該天線還具有3個阻帶可以很好地抑制WLAN、IEEE 802.11a頻段及C波段和X波段衛星通信頻段的信號.總之，該天線結構緊湊體積小巧且具有3個抑制阻帶可以完美抑制目前較為常見的干擾信號，具有優良的特性，為同類超寬帶天線的研究與設計提供了較好的技術與實驗支撐.

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