一種高壓隔離IGBT驅動器電源設計

艾勝，陳玉林，王俊炎

(海軍工程大學，武漢 430033)

0 引言

在電力電子領域，中大功率IGBT應用日趨廣泛，未來艦船電力系統中都需要大量應用中高壓大功率IGBT[1]。IGBT驅動器作為主電路與控制電路之間重要橋梁，直接關系著功率變換器的性能優劣。一個理想的中大功率IGBT驅動器必須能夠實現以下功能需求：1）減少IGBT模塊的開通和關斷暫態過程中的損耗[2-3]。2）減少開通過電流和關斷過電壓。3）限制由開關過程導致的EMI。4）對IGBT故障狀態進行監測并提供相應的保護。

設計具有較高隔離能力的高壓隔離電源是高壓大功率IGBT驅動設計的關鍵技術之一。本文以FZ1500R33HL3型IGBT作為驅動對象，重點研究了高隔離水平DC-DC開關電源的設計方法，并開發了電壓等級為3300 V及以上等級的中大功率IGBT驅動器電源。試驗驗證了所設計電源的有效性和可靠性，取得了較好的試驗效果。

1 電源設計要求

電源設計的首要工作，就是明確設計要求。根據FZ1500R33HL3型IGBT數據手冊可知，其門極充電量（Gate Charge）QG=42.0 μC，若開關頻率fSW=2000 Hz,驅動電壓U=±15 V的情況下，驅動功率為：

式中ΔQ為門極充電電量QG，ΔU為IGBT門極電壓的變化，在這里為30 V，將參數的值代入可得PTOTAL=2.58 W。

FPGA、高速比較器、運算放大器等元件的最大靜態損耗PQ可以用下式計算:

式中，IQ(MAX)為元件電源端口最大靜態偏置電流；VSUPPLY為元件電源電壓。可計算出各元件PQ之和大約為3 W。DC-DC開關電源需提供的輸出功率必須滿足：POUT≥PTOTAL+PQ,即必須提供不小于5.58 W的輸出功率。

驅動板的“地”和外接電源“地”存在的電位差高達數千伏，隔離電壓等級的確定，要根據所在系統的具體情況確定，對于額定電壓為6500 V的IGBT來說，隔離電壓需要滿足：

DC-DC開關電源的設計可以采取很多結構，比如正激、反激、推挽等。本文采用的是有源箝位反激式DC-DC開關電源。此結構適合5～150 W的應用范圍，電能轉換效率高，占空比允許調節范圍大，最高可以到達80%，不存在長期運行后變壓器磁通不平衡的潛在危險，比較適合作為功率較高的數字式驅動器的隔離電源。

2 有源箝位反激式DC-DC開關電源設計

有源箝位反激式DC-DC開關電源主電路如圖1所示。

圖2為開關時序圖，反應了磁化電流和箝位電容電壓的變化。主開關管T1在t0時刻開通t1時刻關斷，T2與T1的開關信號互補。

在t0時刻，主開關管T1導通，由于電阻R1取值較小，變壓器原邊近似為輸入電壓VIN，因此變壓器副邊電壓為：

因為電路結構為反激式的，變壓器同名端反向，此時原邊電流僅為變壓器原邊電感Lm內流過的磁化電流iM。磁化電流線性上升。開關管T2截止，箝位電容沒有放電回路，所以充電電量將保持不變，此時充電電量為：

如果TS為開關周期，那么這個階段持續的時間是：

在t1時刻，主開關管T1關斷，復位開關管T2開通，磁化電流將流過箝位電容和復位開關管T2，而不再流經主開關管T1。箝位電容充電后電壓VC高于VIN，變壓器原邊電壓反向。此時原邊電流應包括磁化電流和負載電流反射到原邊的電流。其中磁化電流將線性減小，并將存儲在電感中的能量轉移至箝位電容和副邊負載中。箝位電容電壓會有所增加，當磁化電流減至零時箝位電容電壓達到最大值。t2時刻磁化電流減為零，然后磁化電流開始反向增加，箝位電容釋放能量，此時箝位電容將能量回饋至電感，同時也向負載側傳遞能量。t1～t2階段箝位電容獲得的能量等于t2之后釋放的能量才能使電路穩定工作。當磁化電流的幅值等于t1時刻的電流幅值時，且箝位電容等于最初的電勢時，本開關周期結束，下一周期重復同樣的過程。在穩定工作狀態，一個周期內作用在變壓器原邊磁化電感兩端的伏秒積必須為零。當主開關管T1開通，作用在變壓器原邊電感的電壓為VIN，如果T1導通占空比為D，每個開關周期為TS，那么在這個時間段內的伏秒積應為VIN·D·TS。在主開關管關斷時間內，作用在變壓器原邊電感的壓降幅值為VC-VIN，持續的時間應為TS·(1-D)。根據伏秒積平衡原理，下式必然成立：

可求出箝位電容的箝位電壓

式（7）就是式（4）中箝位電容存儲電荷量計算公式的根據。盡管在T2導通時間段內箝位電容電壓稍有增加，計算時通常將箝位電容電壓被認為不變。

本設計中，開關管T1選用RF7473型功率MOSFET，其瞬態峰值電流IDM為55 A，T2選用IRF6216，其瞬態峰值電流IDM為19 A，MOSFET的PWM驅動脈沖驅動信號由美國國家半導體公司的LM5025產生。CS2為輸入到LM5025的軟啟動保護信號，整個開關周期內，變壓器原邊的電流為i，電阻R1兩端電降u=i·R1，如果電壓u超過0.25 V，則LM5025進行軟啟動保護，限制過電流。LM5025必須在19 A以下進行保護，因此本設計中電阻R1取值為0.017 ?。

有源箝位反激式DC-DC開關電源一般采用純電容濾波，能夠滿足驅動板對DC-DC電源穩壓的要求，濾波電路如圖3所示。

濾波電路包括兩個容值較小的電容C1和C2，用于濾除高次諧波，C3和C4容值較大，用于濾除低次諧波。

3 有源箝位反激式 DC-DC開關電源變壓器設計

在IGBT驅動板上的DC-DC開關電源中，變壓器發揮著重要作用。目前市面上的變壓器成品，基本都不能滿足驅動板上的高隔離電壓的要求，必須按變壓器設計原則自行設計變壓器。

1) 高隔離電壓設計

在本設計中，首先重點考慮了變壓器的電壓隔離水平。有源箝位反激式DC-DC開關電源的隔離作用主要由隔離變壓器實現，其原理圖如圖4所示。隔離變壓器由錳鋅（Mn-Zn）鐵氧體涂層環形磁芯和高壓絕緣導線構成，兩根高壓絕緣導線分別繞制為變壓器的原邊P和副邊S。隔離變壓器可以通過增加原邊繞線和副邊繞線之間的距離d，使用耐壓水平高的高壓絕緣導線兩種方法來提高隔離水平。

2) 最大磁通變化及初級匝數的確定

本設計選用的磁環為B64290涂層環芯系列，外 徑 da = 35.5 mm,內 徑di=19.2 mm,高 h=13.6 mm，橫截面積Ae=82.6 mm2，電感量每匝數平方AL=5460 nH。首先根據這些參數確定最大磁通變化及初級匝數。根據法拉第定律ΔB是最大磁通變化量，D是DC-DC開關電源主管導通占空比，TS是開關周期，Ae是磁環橫截面積，NP是變壓器原邊導線匝數，G是磁通單位高斯，式（8）中所有參數必須均使用國際單位。

根據計算，變壓器初級匝數設定為3匝，即NP=3，將NP=3，及其它參數值代入（8）式可以得到最大磁通變化量ΔB=1076 G。變壓器副邊繞線匝數需根據DC-DC電源輸入輸出傳遞函數的要求來選擇，為了計算簡便，取NS=3。

3) 磁化電感、最大磁化電流及Cclamp計算

當確定好變壓器初級匝數后，就可以確定變壓器原邊磁化電感的大小，磁化電感的大小是確定磁化電流及確定有源箝位反激式DC-DC開關電源主電路中箝位電容Cclamp的重要依據。變壓器初級磁化電感可以按下式計算

μ為磁環磁性材料的磁導率，Ae為磁環橫截面積，L為磁環平均周長，磁環參數中提供了變壓器初級磁化電感可以按下式計算μAe/L的等效參數AL，所以變壓器初級磁化電感可以按下式計算按下式計算更為方便

將AL=5460 nH, NP=3代入式（10），可得LM=49.1 μH。最大磁化電流IM可按下式計算:fS為DC-DC開關電源的開關頻率，代入各參數取值可以得到變壓器原邊最大磁化電流IM=0.54 A。

根據磁化電感及其它已知參數，求出Cclamp的取值范圍:

代入各參數數值可以計算出Cclamp>24 nF。以上計算出的箝位電容Cclamp是在正激電路中的電容值。在反激式開關電源中，能量傳遞過程發生在副管導通的過程中，箝位電容除了要存儲足夠的電能使磁化電流復位外，還需要向副邊傳遞電能，其電容值必須增大。經過后期調試驗證，采用0.33 F～1 μF的電容值時，箝位電壓才能保持穩定，從而有穩定的輸出電壓。

4) 變壓器繞線的選型

對于目前額定電壓為6500 V的IGBT來說，隔離電壓需要滿足：VISO≥ 12.2 kV，所以本設計導線的隔離電壓為10 kV。下面重點介紹變壓器繞線線徑的確定。取繞線電流密度為常規的500圓密耳每有效安培時，初級變壓器繞組所需圓密耳數為500Irms, Irms為初級繞組電流有效值，因為原副邊繞線匝數相等，可以從輸出功率估算出原邊電流有效值。

開關電源額定輸出電壓設定為由2式計算出驅動板功耗的2.5倍，即POUT≈ 12 W,副邊額定輸出電壓為VOUT=12 V，則Irms=1 A,可以計算出初級繞組所需圓密耳為500，而1圓密耳=5.066 ×10-10 m2，換算后可以得出初級繞組橫截面積S=0.254 mm2。又導線直徑D為：

根據以上分析，本設計中變壓器繞線隔離電壓>10 kV，直徑D >0.56 mm。

4 試驗結果及分析

為了驗證本文提出的中大功率IGBT數字驅動器硬件制作的正確性及可行性，開發了如圖5所示的實驗板，并按圖6所示的試驗電路進行了測試。測試用IGBT為英飛凌公司的FZ1500R33HL3，其額定電流為1500 A，最大阻斷電壓為3300 V。

圖6為典型的BUCK電路，試驗時在IGBT兩端施加2000V電壓，通過數字試驗板向驅動板發送驅動信號，驅動IGBT。通過試驗驗證有源箝位反激式DC-DC開關電源中LM5025電路配置是否準確、各參數和設計值是否存在偏差，輸出電源是否滿足要求。

試驗測試了LM5025中OUT_A和OUT_B輸出的PWM驅動脈沖、變壓器原邊和副邊電壓。

圖7所示為變壓器原邊電壓vTP波形。因為vTP為交流電壓，測量時需要一個電壓穩定的參考點，所以測量結果是以圖1所示的O點為參考點時P點的電壓。由于變壓器同名端反向，所以圖7所示波形的正半波幅值就等于變壓器副邊輸出電壓Vclamp-VIN，而負半波幅值就等于DC-DC開關電源的輸入電壓。可以看到，在額定輸入電壓為24 V的條件下，Vclamp-VIN等于12 V，符合預期設計要求。圖8所示波形中箝位電壓較平滑，未出現明顯畸變，說明箝位電容Cclamp的取值適當。而且通過實驗驗證，需用容值較大的箝位電容時，箝位電壓頂端會更加平滑。還可以觀察到，圖7電壓波形符合變壓器設計中的伏秒積平衡原理，初步證明說明變壓器設計的正確性。圖8所示為變壓器副邊電壓vTS波形。測量結果是以圖1中驅動板的“地”為參考點時S點的電壓。圖中正半波幅值為12 V，符合設計要求，負半波幅值平均值約為24 V，這符合變壓器原副邊繞線匝數之比為1的情況。值得注意的是，在變壓器副邊電壓中，負半波出現較大的尖峰電壓，其幅值為16 V。

在反激式DC-DC開關電源的變壓器副邊，由于在主開關管開始導通的時候，變壓器副邊有較大的負載電流，這將產生窄而高的輸出電壓尖峰。在主管開通之后，負載電流為零，并沒有很高的負載電流流過變壓器副邊，而且，在主管關斷的時候，也應該存在同樣的電壓尖峰，但是實際中卻沒有。因此，可以得出結論，主開關導通時的電壓尖峰應該是由于整流電路中二極管反向截止過程中的反向峰值電壓。實驗證明了所設計驅動板電源的有效性。

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[1]王兆安，黃俊. 電力電子變流技術(第 3版)[M]. 北京:機械工業出版社，1999.

[2]Galluzzo A. Switching characteristic improvement of modern gate controlled devices[C]. Fifth European Conference on Power Electronics and Applications.Brighton: IEEE, 1993: 13-16.

[3]Helsper M. Adaptation of IGBT switching behaviour by means of active gate drive control for low and medium power[C]. Germany: EPE, 2003: 234-243.