徐東文
(山西省萬家寨引黃工程管理局, 太原 030012)
目前,以脈寬調制控制為基礎的各類變流裝置在工業領域中得到了廣泛的應用。這些變流裝置大部分都需要整流環節,從工業上常用的交流電來獲取直流電壓。常規的整流環節是采用二極管不控整流或者晶閘管相控整流電路。這兩種整流方法存在著諸如網側功率因數低下、整流電路諧波含量大和交流側電網電壓波形畸變等問題。這直接導致了電網的污染。治理這種污染最根本的措施就要求變流裝置實現網側電流正弦化,運行于單位功率因數。本文所介紹的三電平整流器可以將電流總畸變率控制在5%以下,各次諧波畸變率小于3%,額定輸入功率因數大于0.98,另外可以向電網輸出超前無功,校正電網功率因數,適合四象限運行及動態性能要求較高的場合。
三電平PWM整流器主要有四種電路結構:飛跨電容三電平電路,具有獨立直流電源級聯型,混合級聯型,二極管中點箝位型。這幾種拓撲結構有著不同的優缺點,本文介紹的是常用的二極管箝位型三電平電路,其拓撲結構見圖1。
由圖可見,三電平PWM整流器的工作原理的本質在于通過VT1~VT12的優化,使得交流側電流ia、ib、ic正弦化,功率因數接近于1。同時保證直流側輸出電壓保持衡定,并且系統能夠工作在再生狀態,即將能量從直流側反饋到電網中去。在控制過程中非常重要的一點是控制好 C1和C2的中點電位,使得VPO=VON=VPN/2,那么變流器橋臂中點相電壓幅值為±VPN/2的單極性調制波。
三電平主電路方程為:


式中RS為交流側等效電阻,i=a, b, c。
根據整流器的拓撲結構,省去復雜的中間推導過程,給出三電平整流器在d-q同步旋轉坐標系下的數學模型為:

從數學模型可以看出,d、q軸電流分量相互耦合,給電流控制器帶來設計上的不便。因此,可以引入 id、iq的前饋解耦控制,且 id和 iq均采取PI控制。三相同步旋轉坐標系d-q下三相VSR電流控制時的電壓給定為:

式中,Kip、KiI是電流環的比例和積分增益,id*、iq*分別為id、iq的電流給定值,化簡得:

SVPWM調制通過選擇合適的矢量和合理分配矢量作用時間合成絕對值沿圓軌跡勻速旋轉的電壓矢量,最大可以沿正六邊形內接圓旋轉,當沿正六邊形內接圓軌跡旋轉時,輸出相電壓峰值為下式。相對于SPWM輸出相電壓峰值VD/2 提高了2/√3倍,提高了直流母線電壓利用率。

當系統工作在整流狀態,假設功率因數為1,還以第1扇區為例,若選擇開關矢量[100],電路等效圖如圖3。此時,直流側C1充電,而C2放電,造成了母線正電壓上升同時負電壓下降。若選擇開關矢量[0-1-1],此時,直流側 C1放電,而 C2充電,造成母線正電壓下降同時負電壓上升。可見,盡管在不控整流狀態時 VPO=VON=VPN/2,上述兩矢量對母線的中點電位的作用效果是不同的,經過一段時間運行后,中點電位發生變化。當系統工作在再生狀態時,情況和整流狀態相反。

通過上面的分析可知,開關矢量的選擇和作用時間不同的工作狀態都會造成中點電位的波動。因此無論哪種結構的三電平拓撲,都要解決中點電位平穩問題。采用空間矢量調制的二極管箝位型電路,可以利用冗余小矢量來實現直流側中點電位平衡。它們可以實現能量的雙向流動,可以工作在PWM整流+PWM逆變模式,可以較容易實現四象限運行,做到THD很小,PF接近等于 1,在同樣的開關頻率及控制方式下,它的諧波電流總畸變率要遠遠小于兩電平整流器。
在Matlab/Simulink上建模仿真,測試結果如圖4。仿真模型中采用雙閉環控制策略,外環為電壓環、內環為電流環。中點電位平衡因子為_IQ(0.5)(不考慮中點電位平衡調節)。

根據上述的主回路設計和電壓空間矢量調制方式,本文在進行了仿真實驗后完成了一臺500 kW三電平背靠背式的變頻器,主要參數為:網側額定電壓1140 VAC,直流母線額定1860 VDC。此種結構可以提高輸出電壓的波形質量,同時降低所使用開關器件電壓等級。
圖5為逆變器輸出線電壓波形,圖6為交流側輸入線電壓Uab和相電流Ia,由圖看出Ia滯后Uab1.64 ms,即(1.64/20)×360=29.52 ≈ 30°。因此Ia和Uab基本重合,實現了單位功率因數運行。
本文介紹的這種三電平整流器,通過對有功和無功電流的控制,可以使得網側電流波形諧波含量很低,且單位功率因數達到1。基于SVPWM的調制方式和中點電位補償控制,可以使得正負母線電壓平衡,系統的動態響應快、穩態性能優異。同時整流器還能運行于逆變狀態,向電網回饋能量,實現能量的雙向流動。此整流器還可以推廣到更多電平的變頻應用中去。

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