基于H橋級(jí)聯(lián)型五電平逆變器的Matlab仿真分析

柴愛(ài)平

（武威職業(yè)學(xué)院 電子信息工程系，甘肅 武威733000）

0 引言

多電平逆變器是以電力系統(tǒng)中直流輸電、無(wú)功功率補(bǔ)償、電力有源濾波器等應(yīng)用發(fā)展的需要，高壓大功率交流電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)大量應(yīng)用的需求，以及20 世紀(jì)70 年代以來(lái)兩次世界性的能源危機(jī)和當(dāng)前嚴(yán)重的環(huán)境污染所引起的世界各國(guó)對(duì)節(jié)能技術(shù)與環(huán)保技術(shù)的廣泛關(guān)注為背景的[1]。

H 級(jí)聯(lián)型逆變器是一種由相同模塊組成的多電平逆變器，當(dāng)某模塊出現(xiàn)問(wèn)題時(shí)，可將其忽略，其余模塊可繼續(xù)維持逆變器的正常工作，大大提高了系統(tǒng)的可靠性；按載波移相SPWM 控制技術(shù)進(jìn)行PWM 控制，各單元輸出波形疊加即可得多電平輸出，控制法比箝位型電路對(duì)各橋臂的簡(jiǎn)單，也易于擴(kuò)展。同時(shí)，對(duì)不同調(diào)制比情況下的電壓進(jìn)行了諧波分析。

1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

級(jí)聯(lián)型多電平逆變器是采用功率單元串聯(lián)疊加的級(jí)聯(lián)式逆變結(jié)構(gòu)，級(jí)聯(lián)式多電平逆變器的主開(kāi)關(guān)器件的耐壓，被限定在向它所在基本功率單元供電的獨(dú)立直流電源電壓上，多個(gè)由獨(dú)立直流電源供電的基本功率單元的交流輸出側(cè)串聯(lián)疊加，就可以得到高壓多電平電壓輸出。由于各個(gè)基本功率單元的直流電源電壓是相互獨(dú)立的，它們之間沒(méi)有直接的電聯(lián)系，因此不存在均壓?jiǎn)栴}，對(duì)于m 電平的逆變器，所需的單相全橋逆變器(2H)個(gè)數(shù)和獨(dú)立電源個(gè)數(shù)為(m-1)/2，輸出相電壓的電平數(shù)為m，輸出線電壓的電平數(shù)為2m-1，本文取m=5，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。

2 載波移相SPWM 控制技術(shù)

級(jí)聯(lián)式多電平逆變器的控制方法特別是H 橋級(jí)聯(lián)式多電平逆變器的控制方法，大多采用三角載波移相(PS)PWM 控制法。這種控制方法有以下優(yōu)點(diǎn)：

①在任何的調(diào)制比M 下(任何基波頻率下)，輸出電壓保持相同的開(kāi)關(guān)頻率。而其他的三角載波PWM 控制方式在調(diào)制比M 降低時(shí)，會(huì)出現(xiàn)部分H 橋單元沒(méi)有PWM 電壓輸出，造成輸出電壓開(kāi)關(guān)頻率的下降，使得輸出電壓的諧波含量增加。

②H 橋單元之間不存在輸出功率不平衡的問(wèn)題。因?yàn)樵谌禽d波移相PWM 控制方式下，各級(jí)之間的輸出電壓的PWM 波形基本一致。而其他控制方式則會(huì)出現(xiàn)不一致，使得不同級(jí)層的H 橋單元的功率不同。

③與主電路的模塊化結(jié)構(gòu)相一致，三角載波移相PWM 方式中針對(duì)各個(gè)H 橋單元的載波和調(diào)制波也呈現(xiàn)模塊化結(jié)構(gòu)。

④對(duì)于同樣的三角載波頻率，三角載波移相(Ps)方式的輸出電壓頻率是載波頻率的N 倍(N 為串聯(lián)H 橋單元個(gè)數(shù)，三角載波互差180°/N)[2]。

本文所研究的逆變器由兩個(gè)全橋模塊級(jí)聯(lián)而成。對(duì)于兩模塊級(jí)聯(lián)型H 橋拓?fù)洌枰? 列互差90°的載波來(lái)實(shí)現(xiàn)(PS)PWM 調(diào)制方法，載波與正弦調(diào)制信號(hào)比較得到的8 路脈沖信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)8 個(gè)IGBT，得到五電平輸出。

本文級(jí)聯(lián)型逆變器的具體調(diào)制方法如下：

（1）初始相位為0°的三角載波U1 與調(diào)制波sin 比較得到脈沖信號(hào)G1 驅(qū)動(dòng)左半橋上開(kāi)天管V1，與G1 互補(bǔ)的脈沖信號(hào)GN1 驅(qū)動(dòng)左半橋下開(kāi)關(guān)V2；

（2）初始相位為90°的三角載波U2 與調(diào)制波sin 比較得到脈沖信號(hào)G2 驅(qū)動(dòng)右半橋下開(kāi)天管V4，與G1 互補(bǔ)的脈沖信號(hào)GN2 驅(qū)動(dòng)右半橋上開(kāi)關(guān)V3；

（3）初始相位為180°的三角載波U3 與調(diào)制波sin 比較得到脈沖信號(hào)G3 驅(qū)動(dòng)左半橋上開(kāi)天管V5，與G1 互補(bǔ)的脈沖信號(hào)GN3 驅(qū)動(dòng)左半橋下開(kāi)關(guān)V6；

（4）初始相位為270°的三角載波U4 與調(diào)制波sin 比較得到脈沖信號(hào)G4 驅(qū)動(dòng)右半橋上開(kāi)天管V8，與G1 互補(bǔ)的脈沖信號(hào)GN4 驅(qū)動(dòng)右半橋下開(kāi)關(guān)V7。

綜上所述，U1～U4，4 列載波分別和一列正弦波調(diào)制波相交后按時(shí)序給V1、V5 和V4、V8，其互補(bǔ)信號(hào)分別給V2、V6 和V3、V7。具體的信號(hào)分配情況如圖2、表1 所示。

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3 諧波分析

由于電力電子器件在電網(wǎng)中的運(yùn)用，諧波問(wèn)題是不容忽視的[3]。理想的正弦波電壓可表示為：

當(dāng)理想的正弦波施加在非線性電路上時(shí)，對(duì)于周期為T(mén) 的電壓可分解為傅里葉級(jí)數(shù)：

諧波次數(shù)為諧波頻率和基波頻率之比，為了方便分析，n 次諧波含有率表示為：

電流諧波總畸變率表示為：

4 Matlab 仿真分析

4.1 仿真模型

為了分析五電平逆變器控制特性并進(jìn)行諧波分析，利用Matlab/Simulink 軟件對(duì)單相五電平方法進(jìn)行了建模。圖3 為單相五電平逆變器的Simulink 模型圖。仿真模型包括PWM 模塊、H 橋模塊、直流側(cè)電源、RL 負(fù)載。其中PWM 模塊的具體結(jié)構(gòu)圖如圖4 所示，兩單元對(duì)應(yīng)三角載波相位上相差90°相角，公用一個(gè)正弦波發(fā)生器。

4.2 仿真結(jié)果及分析

仿真條件：直流母線電壓100V，RL 負(fù)載R=10Ω，L=30mH，四個(gè)載波頻率為1kHz,正弦調(diào)制波頻率為50Hz。調(diào)制比可調(diào)分別取調(diào)制比為M=0.2、M=0.4、M=0.6、M=0.8、M=1 時(shí)，得到如圖5-圖14 的仿真結(jié)果。

從圖5-圖9 的仿真波形可知：調(diào)制比為1、0.8 和0.6 時(shí)，輸出電壓的基波幅值超過(guò)最大基波幅值的一半，因此輸出電壓為五電平，包含+200V、+100V、0V、100V、200V。調(diào)制比為0.4 和0.2 時(shí)，輸出電壓的基波幅值小于等于最大基波幅值的一半，因此輸出電壓為三電平電壓。說(shuō)明輸出電壓以及輸出電流與調(diào)制比有關(guān)，調(diào)制比越大，輸出電壓電平數(shù)越多。

從仿真波形可以看出高次諧波在2Nkf(k=1,2,3…；N=2)附近分布，表2 給出了不同調(diào)制比下的總諧波THD 值。隨著調(diào)制比的增大，電壓電平數(shù)增多的情況下，總諧波THD 值逐漸降低。

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5 結(jié)束語(yǔ)

本文分析了H 橋級(jí)聯(lián)型五電平逆變器原理及優(yōu)勢(shì)，對(duì)基于載波移相調(diào)制下的單相五電平級(jí)聯(lián)型逆變器建模仿真，通過(guò)分析不同調(diào)制比下的仿真結(jié)果得到隨著調(diào)制比的增加，電壓電平數(shù)逐漸增加，諧波含量明顯降低，為分析多電平逆變器的諧波問(wèn)題提供了基礎(chǔ)。

［1］劉鳳君.環(huán)保節(jié)能型H 橋及SPWM 直流電源式逆變器[M].北京：電子工業(yè)出版社,2010.

［2］劉鳳君.多電平逆變技術(shù)及其應(yīng)用[M].北京：機(jī)械工業(yè)出版社,2007.

［3］劉敬珺.H 橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變器的研究[D].上海交通大學(xué),2010.

［4］侯世英,萬(wàn)江,時(shí)文飛.以單相五電平逆變器為例分析比較多載波PWM 方法[J].電源技術(shù)與應(yīng),2007(6)：131-134.

［5］盧忠義.基于2H 橋級(jí)聯(lián)的多電平逆變器的仿真研究[J].科園月刊,2010(15)：63-64.