基于能量回饋技術再并網系統的設計與實現

薛 鵬，魏 巍，杜紅宇

（長春工業大學電氣與電子工程學院，長春 130012）

基于能量回饋技術再并網系統的設計與實現

薛 鵬，魏 巍，杜紅宇

（長春工業大學電氣與電子工程學院，長春 130012）

針對有源能量回饋控制問題，通過分析電機制動狀態下電流波形和能量轉換過程，并在同步旋轉dq坐標系下建立三相電壓型并網逆變器的數學模型，采用直接電流控制的空間矢量脈寬調制（SVPWM）算法，實現了并網回饋電流有功分量和無功分量的獨立控制，并搭建了能量回饋系統的實驗平臺，完成了三相并網逆變器的電阻負載實驗和并網回饋實驗.該系統解決了能量回饋過程中注入電網時產生的問題，并能實現網側單位功率因數控制.

能量回饋；三相并網逆變器；控制策略

調速電機在工業生產中應用廣泛，很多工業生產設備都要求調速電機快速啟停、頻繁正反轉運行或帶位能性負載重物下放，這就需要電機四象限運行，即電機處于再生發電狀態.由于一般調速電機的控制器在電機制動發電運行狀態下產生直流電能，而控制器的儲能器件容量有限.為不使直流電壓升高，通常采用由斬波器將直流電能消耗在功率電阻上，或采用有源能量回饋單元將直流電能回饋到交流電網，后一種方案具有體積小、節能降耗等優點，所以調速電機的能量回饋問題成為該領域的關注熱點.目前的能量回饋系統主要配合變頻器使用，成本相對較高、控制復雜，響應的快速性也達不到永磁同步電機的要求，因此不適合永磁同步電機使用［1－3］.本文設計一種基于能量回饋技術的電網電壓定向并網系統，將永磁同步電機制動運行狀態下產生的電能饋送回三相交流電網中，實現從永磁同步電機到直流母線、再從直流母線到三相交流電網的能量回饋，不僅能解決電壓過高的問題，還能取代大體積制動電阻帶來的散熱問題和能源浪費問題.

1 能量回饋系統與并網模型的建立

能量回饋系統可將由電機發出的能量回饋到交流電網中，實現從電機到交流電網的能量回饋，圖1為能量回饋系統的總體結構框圖［4－5］，其中虛線框內的逆變電路采用三相全橋的拓撲結構，并通過濾波電感與電網相連.當逆變器以單位功率因數進行并網回饋時，能量回饋系統輸出的電流就是與三相電網電壓同頻同相的交流電.由于并網是工頻電，逆變過程中產生的高頻分量通過諧波抑制的方式濾掉，因此模型的建立過程可忽略高頻干擾.當永磁同步電機工作在制動工作狀態時，通過對流過并網濾波電感上的三相電流進行控制，進而控制a，b，c三點的電壓，在保持母線電壓穩定的前提下，將電機發出的電能逆變為與電網電壓同頻同相的交流電進行并網［6］.

圖1 能量回饋系統結構Fig.1 Energy feedback system structure

假設三相電網電壓為

其中：Em表示電網電壓的幅值；相序為A相超前B相超前C相.假設能量回饋系統以單位功率因數進行并網回饋，則并網回饋的電流與電網電壓同相，并網回饋電流的基波為

其中Im表示并網回饋相電流的幅值.

能量回饋系統主電路低頻狀態下三相ABC靜止坐標系的數學模型為

圖2 ABC－dq坐標變換的矢量關系Fig.2 Vector relationship of ABC－dq coordinate transformation

其中：ea，eb，ec表示三相電網電壓；ia，ib，ic表示三相并網電流；L表示三相濾波電感；R表示其等效電阻；v a，vb，v c表示逆變器輸出電壓.

由數學模型可見，系統需要控制流過濾波電感上的三相電流，且均為時變的交流量，因而不方便控制.為了解決該問題，系統采用矢量解耦的方法，通過坐標變換的方式將三相靜止的ABC坐標系轉換為同步旋轉的dq坐標系（旋轉角速度ω＝2πf，其中f＝50 Hz），則其矢量變換關系［7］如圖2所示.其中θ為電壓矢量e與A軸的夾角，這樣三相電網電壓的瞬時值即為電壓矢量e在ABC三相坐標軸上的投影，d軸方向為A旋轉θ角后的坐標方向.設電網電壓矢量e與d軸重合，則將三相電網電流的合成矢量i在dq坐標軸上投影，則i在d軸上的投影i d為電流的有功分量，i在q軸上的投影i q為電流的無功分量，初始條件下，d軸與A軸重合.于是可得并網逆變器在同步旋轉的兩相直角坐標系下的數學模型［8］.

將數學模型由三相ABC靜止坐標系下轉換到兩相靜止αβ坐標系下，設三相ABC靜止坐標系的A軸與α軸重合，簡化能量回饋系統逆變主電路在兩相αβ靜止坐標系下的數學模型為

再將兩相靜止αβ坐標系下的數學模型轉換到兩相旋轉dq坐標系下，可得能量回饋系統主電路在兩相旋轉dq坐標系下的狀態方程為

簡化后可得能量回饋并網數學模型

分別控制id，iq便可實現對能量回饋系統有功功率和無功功率的控制.

2 能量回饋并網系統的控制策略

系統采用基于電網電壓定向的直接電流控制方式，設系統的無功分量＝0.通過采樣兩相電網電壓ea，eb，可通過程序算出ec，然后進行鎖相，從而獲得電壓頻率和相位信號，將其作為回饋電流的頻率和相位的給定值.對回饋電流進行采樣，通過坐標變換后得到id和i q，先與程序內部給定的基準和做PI調節，然后對PI調節后的結果做解耦運算和電網電壓的前饋控制，再經過dq－αβ坐標變換后得到Uα，Uβ.將坐標變換后得到的Uα，Uβ進行SVPWM運算即可得到驅動IGBT導通的占空比信號，從而實現單位功率的并網回饋［9］.

由數學模型可知，能量回饋系統在dq坐標系下的數學模型可表示為

其中ed，eq表示電網電壓E dq在dq坐標系下的矢量分量；v d，vq表示能量回饋系統逆變器主電路交流側電壓V dq在dq坐標軸上的矢量分量；id，iq表示能量回饋系統逆變器主電路交流側電流I dq在dq坐標軸上的矢量分量；p表示微分算子.

經變換后有

由式（8）可知，通過電流狀態反饋量的引入，可實現d軸和q軸電流的獨立控制.將ed，eq作為電網電壓前饋補償的引入，提高了能量回饋系統的動態性能，并實現了系統的解耦控制策略.

為了滿足電機在四象限運行時的動態響應，在設計PI調節器時，需著重考慮電流內環的隨動性和快速的動態響應［10］.因此，本文的PI調節器采用典型的Ⅰ型系統設計，同時考慮采樣延時Gh（s）＝1／（1＋TsS），其中Ts表示PWM的開關周期.按小信號建模法分析，在未加入電網電壓的擾動量時，能量回饋系統電流調節器的開環傳遞函數為

其中：K c表示電流反饋系數；KPWM表示變換器PWM等效增益；Ts表示PWM的開關周期.從而能量回饋系統電流調節器的閉環傳遞函數為

當能量回饋系統的電流環調節器按典型的Ⅰ型系統設計時，電流環近似一階慣性傳遞函數，其慣性時間常數為.顯然當開關頻率足夠大時，即PWM的開關周期Ts足夠小，電流調節器具有快速的動態響應.

在MATLAB／Simulink動態仿真環境下，采用ode45s算法，對該能量回饋系統進行建模和仿真.該能量回饋系統的控制核心主要包括：由6只IGBT組成的三相橋式逆變主電路、坐標變換模塊、SVPWM調制波生成模塊、PLL鎖相環模塊、LCL濾波模塊及PI調節等.同時，本系統在Simulink仿真階段將直流母線電壓用650 V直流電源模塊代替，圖3為能量回饋系統的仿真模型［12］.

圖3 能量回饋系統仿真模型Fig.3 Simulation model of energy feedback system

當系統穩態運行時，通過仿真可得到三相電網相電壓和三相回饋電流波形如圖4所示，回饋電流峰值為5.3 A.三相回饋電壓波形和三相電網電壓波形如圖5所示.

圖4 回饋電流和三相電網電壓的仿真波形Fig.4 Current feedback and three－phase voltage simulation waveforms

圖5 三相回饋電壓波形和三相電網電壓波形Fig.5 Three－phase feedback voltage and three－phase voltage waveform

由圖4可見，三相回饋電流波形與三相電網電壓波形基本為嚴格的同頻同相，因此能實現單位功率因數的并網回饋，且在回饋過程中該系統的響應速度非常快，能迅速進入穩定狀態，達到平穩回饋.由圖5可見，A，B，C三相回饋電壓相位互差120°，與三相電網電壓的周期相同，均為0.02 s，即頻率為50 Hz.三相回饋電壓的輸出波形相對穩定，其相電壓峰值為440 V，有效值為311 V，滿足回饋并網的要求.

3 實驗結果

搭建一個10 k W基于DSP TMS320F28335控制的永磁同步電機能量回饋系統實驗平臺，開關頻率為3.3 k Hz，電網的相電壓為220 V，頻率50 Hz，該能量回饋系統采用電流內環和母線電壓外環的雙閉環控制方式，并通過電壓電流檢測電路及其調理電路將采樣得到的三相電網相電壓信號ea，eb，ec，并網回饋的相電流信號ia，ib，ic和直流母線電壓信號v dc轉換成0～3 V模擬信號，送入DSP的A＼D端口.經坐標變換，增量式PI調節及SVPWM調制方式，由PWM端口輸出六路PWM脈沖信號驅動六路IGBT，并具有開機緩啟動、過流、過壓保護措施，能量回饋系統并網實驗的總體結構框圖如圖6所示.

圖6 能量回饋系統并網實驗的總體結構框圖Fig.6 Block diagram of the energy feedback system and grid experiment

進行并網回饋實驗時，預先加好功率電，然后打開并網開關，最后打開驅動開關，輸出的回饋電流在0.3 s內開始從0 A緩慢上升至程序中給定的電流值，電流幅值大小由所需并網功率的大小決定.如圖7所示.當母線電壓升高至650 V時，即達到能量回饋系統并網回饋的門限電壓時，整個回饋系統將進行并網回饋，如圖8所示，線電壓U AB的相位超前線電壓U BC120°，可知檢測的電壓相位正確無誤.

圖7 電流啟動波形Fig.7 Start current waveform

圖8 電網側線電壓U AB和UBC的線電壓波形Fig.8 Line voltage waveform of U AB and U BC

圖9為兩相電網線電壓波形和兩相并網回饋的相電流波形，其中CH1為電網側U AB的線電壓波形，CH2為電網側U BC的線電壓波形，CH3為輸出回饋相電流Ia的波形，CH4為輸出的相電流Ib的波形.由于電網線電壓U AB的相位超前線電壓U BC相位120°，可知檢測的電壓相位正確無誤.又因為輸出回饋相電流Ia的相位落后于電網線電壓U AB相位30°，即回饋電流Ia于A相電壓U A同向，從而實現了單位功率因數的高效率能量回饋.

綜上所述，本文在不改變永磁同步電機原有主電路的基礎上設計了基于電網電壓定向的能量回饋系統配合永磁同步電機使用，將永磁同步電機制動工作狀態下產生的電能回饋到三相電網，并達到取消制動電阻的目的.該能量回饋并網系統是在三相同步旋轉dq坐標系下建立的數學模型，將輸出的并網回饋電流在dq坐標系下分解為有功分量和無功分量.為了實現單位功率因數并網，在系統控制策略中將電流的無功分量設定為零.實驗結果表明，該算法可優化輸出的并網電流波形，減小了電流諧波的產生，提高了系統的動態響應.

圖9 兩相電網線電壓波形和兩相并網回饋的相電流波形Fig.9 Line voltage waveform and grid feedback phase current waveform

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Grid System Based on Energy Feedback Technology

XUE Peng，WEI Wei，DU Hongyu
（CollegeofElectricalandElectronicEngineering，ChangchunUniversityofTechnology，Changchun130012，China）

In view of the active energy of motor feedback system，the current waveform and the energy conversion process of a motor in brake state were analyzed，and the mathematical model of the threephase voltage－type inverter grid was established in the synchronous rotatingdqcoordinate system，the independent control of the feedback current active component and reactive component grid was achieved with SVPWM direct current control algorithm，building experimental platform of motor energy feedback system in order to complete the resistive load experiments and feedback experiments of three－phase grid－connected inverters.The experimental results show that bidirectional flowing of the energy is implemented with energy feedback，and the harmonics are suppressed effectively.

energy feedback；three－phase grid inverter；control strategy

TP23

A

1671－5489（2014）04－0783－06

10.13413／j.cnki.jdxblxb.2014.04.29

2013－09－22.

薛 鵬（1979—），男，漢族，碩士研究生，講師，從事自動控制和電氣傳動的研究，E－mail：xuepeng＠mail.ccut.edu.cn.

國家科技支撐計劃項目（批準號：2007BAB17B02）和吉林省重大科技攻關招標項目（批準號：20130204007SF）.

韓 嘯）

研究簡報